隨著在DC-DC變換器設計中GaN-on-Si變得越來越普遍，經驗豐富的設計人員經常會對GaN晶體管作為同步整流器（SRS）的獨特特性的影響提出疑問。特別是，在硅MOSFET中，第三象限的離態特性，即所謂的“體二極管”導電特性，在變換器死區期間被激活，這是值得關注的。本文將重點研究Si MOSFET和Egan FET作為“體二極管”的異同，并概述它們的優缺點。

　　圖1.埃根場效應管和硅MOSFET的典型源到漏正降與源漏電流和溫度的關系

　　圖1顯示了Egan FET和Si MOSFET的典型數據表反向傳導特性。對于Egan場效應管，源漏正向電壓是硅MOSFET的三到四倍，但沒有反向恢復電荷，q。RR。對于Si MOSFET，Qrr是顯著的，盡管它隨著電壓額定值的降低而降低。對于源漏正向電壓，其值對電壓額定值的依賴性很小。

　　圖2.帶同步整流器的BUCK變換器原理圖

　　圖3.理想化BUCK轉換器Q1開啟波形，包括硅MOSFET體二極管的反向恢復

　　反向恢復的主要影響可以在典型BUCK轉換器的上下文中討論，如圖2所示。當sr反向電壓降vsd 2相對死區時間保持相對一致時，tD，on，這是兩個q的切換轉換之間的間隔。1和Q2被命令離開，反向回收費用，qRR，受死區［1］、［2］的強烈影響。

　　在實際的變換器中，為了防止q的交叉傳導，死區時間是必要的。1和Q2由于交叉導通后的開關時間為非零，造成過通電流和相應的高損耗。然而，死區時間也會導致損耗，通過了解其中兩種主要機制：反向壓降和反向恢復，高效率變換器的設計將得到改進。

　　反向壓降和死區損失

　　有兩個死期要考慮。開啟死期，tD，on，是時間q之間的間隔。2響應它的關閉命令和當前i的時間。Q2減少到零。關閉死期，tD，關閉，是q時開始的間隔。1響應它的關閉命令和q的時間2響應它的啟動命令。圖3顯示了關鍵的打開死區時間波形，并且關閉死區時間是相似的。在tD，on和TD，關閉Q通道2當電感電流IL流過MOSFET的體二極管和GaN晶體管的類體二極管機制［3］時，電感電流被關閉。

　　在硅MOSFET中，該體二極管由漏外延層與源阱之間形成的PN結組成。該二極管的正向壓降VSD 2為0.6~0.8V。當柵和源與V連接在一起時，在Egan場效應管中產生有效體二極管。SD2二極管標稱電流下的≈2.5-3V.閥體二極管的傳導損耗很容易由方程式1計算：

　　P高級，退伍軍人服務處=IL·VSD2二極管·FSW·（TD，ON+TD，OFF）（1）

　　高VSD2伊根場效應晶體管的二極管意味著死區導通損耗大于硅MOSFET。這可以通過外部肖特基二極管或通過良好的死區管理［4］，［5］。Egan FETs的快速切換與Si MOSFET相比，更小的死區時間對于GaN來說是可行的。

　　反向回收和間接死區損失

　　反向恢復是開關損耗的主要來源，有時控制著所有其他開關損耗機制。然而，由于缺乏良好的數據和具有挑戰性的分析，特別是對于低電壓場效應晶體管，它常常被低估甚至忽略。隨著功率密度和效率要求的不斷提高，反向恢復損失值得更密切的檢查。死時間對反向恢復有很強的影響［2］。在硅MOSFET中，這會導致比體二極管導電更高的損耗，并且這些損耗可以遠遠超過Egan FETs的體二極管導電損耗［1］。

　　反向恢復是PN結二極管的一種現象。當這樣的二極管傳導電流iD=iL在正向中，向結耗盡區注入少數載流子的種群。該載體種群的最終大小與IL的大小相對應。該種群的一部分滯后于ID的變化，時間常數依賴于少數載流子的擴散時間、遷移率和復合時間［6］。載流子的這一部分通常被稱為存儲的結電荷。它常常與電容耗盡電荷混淆，但不同之處在于它主要是二極管電流波形的函數，而不是電壓波形。只要儲存的電荷保持在結中，無論電流值或方向如何，二極管都可被視為處于導電狀態。對于Egan場效應管，反向導通是基于大多數沒有PN結的載流子器件，因此它們不顯示反向恢復。

　　反向恢復發生時，反向電壓被施加到一個PN二極管，該二極管正向前方向導電。因此，它是在Q的開啟過程中發生的。1。圖3顯示了典型的打開波形。在開啟死區開始時，q的通道。2是關閉的，強制電感電流-iL通過身體二極管。然后q1被打開并開始攜帶越來越多的iL。當控制場效應管電流達到i時l，iQ2=0，理想的二極管將停止導電。然而，在實際的PN結二極管中，結區存儲的電荷滯后于電流。因此，二極管保持開著，而自q1也是，電壓V公共汽車迫使水流繼續增加。這個額外的電流嚴格地流經功率回路，被稱為反向恢復電流，它作為一個貫穿電流，并顯著增加損失。當電流倒轉時，儲存的電荷開始衰減，并最終到達足以支持i的點。RRM，峰值負iq 2電流，其后電流幅值隨時間常數t呈指數下降。RR直到我Q2=0，iQ1=iL，二極管也關了。流動的額外電流會產生額外的電荷，稱為反向恢復電荷（Q）。RR）流經功率回路并由此產生的損失由以下幾個方面提供：

　　P高級，退伍軍人服務處=qRR·VBUS·FSW（2）

　　不幸的是，一個精確的QRR價值很難獲得。硅MOSFET數據表通常為體二極管Q提供數字RR和TRR在不現實的條件下。qRR值可能包括或不包括q。開放源碼軟件，這很少被指定。現實條件下反求恢復參數的測量具有挑戰性和易出錯性，典型器件模型中反求恢復的精確建模很少。這導致對反向恢復損失的估計很差。

　　ENGN FET與Si MOSFET在VIN=48V同步整流中的比較

　　現在讓我們來看看死區時間對依根場效應管（Egan FET）和基于硅MOSFET（硅MOSFET）的SR設計的電路性能的影響。我們來看看V在……里面=48 V至V走出=12V同步降壓變換器在f的頻率范圍內工作西南=300千赫至f西南=1兆赫。實驗評估板分別如圖4（A）和（B）所示，分別用于Egan FET（EPC 2045）和Si MOSFET等效器件。每個板的設計都是基于［7］的類似布局，使用四層二英寸銅多氯聯苯，并使用為各自技術設計的柵極驅動程序。

　　為了評估死區時間對兩個系統性能的影響，對每個測量點的死區時間進行了調整，使用空載定時來保持一致性。由于qrr的影響是在設備q1打開時看到的，所以只有上升的邊緣死區，t。死升，GaN晶體管和Si MOSFET的死區數分別減少到10 ns和15 ns。

　　圖4.v型在……里面=48 V演示系統（A）基于Egan FET的EPC 9078設計與EPC 2045 Egan FET和LMG 5113 GaN FET 5 V柵驅動器和（B）基于Si MOSFET的BSZ097N10NS5 Si MOSFET和ISL 2111 MOSFET 10 V柵驅動器的設計

　　最小死時間情況被用作基線，并從所有其他損失測量中減去。這樣就可以量化死區效應造成的損失。對于更快的Egan場效應管，選擇了5 ns的最小死區時間，對于速度較慢的Si MOSFET，選擇了10 ns的最小死區時間。圖5顯示了死區時間內“體二極管”傳導持續時間對開關頻率為500 kHz（圖5（A）和1 MHz（圖（5b）的輸出電流6A、10A和14A的性能的影響。隨著死區時間的增加，Si MOSFET表現出由于q引起的初始損耗的大幅度增加。RR，從而逼近由于V而產生的常數斜率的漸近性。SD2，二極管，如預期。從圖5可以看出，Si MOSFET QRR與二極管的前向偏置時間和二極管的電流大小有很強的相關性。對于Si MOSFET，ΔQRR可由方程2和Δq估計。RR測量結果為：6A約為40 nC，10A為80 nC，14A為135 nC，體二極管導電時間增加50 ns。從圖5（B）中可以看出，如方程2所預測的，死區時間損失與頻率成正比。當開關頻率從500 kHz增加到1 MHz時，損耗增加了2倍以上（~2.5）。這表明QRR值（Nc）依賴于f。西南，但在某種程度上比我走出和T死升。在圖5（C）中，頻率范圍更廣，f西南當負載電流為10A時，顯示為300 kHz、500 kHz和1 MHz，證實Egan FET在較寬的頻率范圍內是一個優越的SR。

　　圖5.上升邊死區持續時間對不同輸出電流和開關頻率為（A）f的變換器功率損耗的影響如圖4所示西南=50千赫，（B）f西南=1兆赫；及（C）各種開關頻率及輸出電流i走出=10 A

　　對于無反向恢復的Egan場效應管，損耗與死區的源漏傳導成正比，正如方程1所預測的那樣。由于V值越大，Egan場效應晶體管損耗曲線的導通斜率越高。SD2，二極管反向傳導。雖然斜率較高，但Si MOSFET反向恢復的初始高損耗意味著即使在較大的死區，硅MOSFET的反向恢復損耗也遠遠超過ENGN FET反向電壓降的損失。這表明，在體二極管工作的sr應用中，由于q的消除，GaN晶體管優于Si mofet。RR.

　　死區時間對系統效率和功率損耗的影響分別在圖6（A）和（B）中進行了測試和顯示。基于Egan FET的設計在所有條件下均表現出優越的性能，在30 ns和60 ns的上升邊緣死區，系統總損耗分別減少35%和40%，效率分別提高2%和2.5%。改進的基于Egan FET的開關性能使系統在優化時具有更高的功率密度，文［8］對此進行了詳細的討論。

　　圖6.上升沿死區持續時間對總系統（A）效率和（B）功率損耗的影響，如圖4所示，f的開關頻率西南=500 kHz（IHLP-5050-FD-01）

　　到目前為止，完全考慮了死區時間對功率損耗和效率的影響。然而，第三象限“體二極管”的導通對開關波形也有很大的影響，影響到器件的最小允許死區時間、柵極驅動器/控制器的最大負開關節點電壓以及器件的峰值電壓額定值等設計準則。如圖7（A）所示，是伊根場效應管的開關節點波形，用于上升邊緣死區5 ns，20 ns和40 ns。無反向恢復的Egan FET具有幾乎相同的開關過渡和峰值電壓峰值，允許設計者更簡單地選擇所需的最低死區時間和峰值器件阻塞電壓。對于基于Egan FET的設計，晶體管還具有較高的第三象限離態正向電壓，從而產生更多的負開關節點，從而影響驅動器/控制器的選擇。

　　對于基于Si MOSFET的設計，開關節點波形如圖7（B）所示，死區為5 ns，20 ns和40 ns。第三象限體二極管電壓明顯低于Egan場效應晶體管，但其躍遷和峰值電壓峰值隨死區時間的變化而明顯變化，這是反向恢復電荷的影響（Q）。RR）電流。電流將產生類似的影響，使設計者在盡量減少死區時間和選擇合適的設備電壓等級方面具有更大的挑戰性。

　　圖7.上升邊死區時間對（A）GaN晶體管和（B）Si MOSFET實驗轉換器開關節點波形的影響如圖4所示

　　結語

　　總結了在同步整流中有效使用Egan FET的設計考慮：1）Egan FET的“體二極管”正向壓降比Si MOSFET高2~3倍，相關的正激二極管導通損耗相應增加；2）Egan FET完全消除反向恢復Q。RR相關損失減少到零。

　　適用于較高電壓的應用（V在……里面=48 V），Q的影響很大。RR對于Si MOSFET的SR損耗，以及Egan FET正向二極管導通損耗的增加與之相比是非常小的，在大多數應用中，ENGN FET作為SRS的性能都要好得多。隨著電壓的增加，ENGN FET的相對優勢越大，因為Si MOSFET QRR和相關損耗都隨著電壓的增加而增加。Si MOSFET Q的相關性RR在導電電流水平上也被證明，更高的電流水平顯示出更大的優勢埃根場效應。