在滿足宏蜂窩基站性能要求的前提之下，集成度究竟能夠達到多高？ 工藝技術仍然限定某些重要的功能部件必須采用特殊工藝來制造：在射頻 （RF） 領域采用GaAs 和 SiGe 工藝，高速 ADC 采用細線 CMOS 工藝，而高品質因數 （High-Q） 濾波器則無法采用半導體材料很好地實現。此外，市場對于提高集成度的需求并沒有停止。

　　考慮到上述問題，凌力爾特決定采用系統級封裝 （SiP） 技術來開發占板面積約為 1/2 平方英寸 （僅剛剛超過 3cm2） 的接收器。接收器的邊界處有 50Ω RF輸入、50Ω LO 輸入、ADC 時鐘輸入及數字 ADC 輸出。該邊界留待增加低噪聲放大器 （LNA） 和 RF 濾波，用于輸入、LO 和時鐘發生，以及數字輸出的數字處理。在 15mm x 22mm 封裝內是一個采用 SiGe 高頻組件、分立無源濾波和細線 CMOS ADC 的信號鏈路。

　　本文將對 LTM?9004 微型模塊（μModule?）接收器（一款直接轉換接收器）進行設計分析。

　　設計目標

　　設計目標是通用移動通信系統 （UMTS） 上行鏈路頻分雙工 （FDD） 系統，特別是處于工作頻段 I 的中等覆蓋范圍基站 （詳見 3GPP TS25.104 V7.4.0 規范）。對于接收器而言，靈敏度是一個主要的考慮因素，輸入信噪比 （SNR） 為 -19.8dB/5MHz 時，所要求的靈敏度 ≤-111dBm。這意味著接收器輸入端的有效噪聲層必須 ≤-158.2dBm/Hz。

　　設計分析：零 IF 或直接轉換接收器

　　LTM9004 是一款采用了 I/Q 解調器、基帶放大器和雙通道 14 位 125Msps ADC 的直接轉換接收器 （如圖1所示）。LTM9004-AC 低通濾波器在 9.42MHz頻率下具有一個 0.2dB 的拐角，從而允許 4 個 WCDMA 載波。LTM9004 可與RF 前端一起使用，構成一個完整的 UMTS 頻段上行鏈路接收機。RF 前端由一個雙工器以及一個或多個低噪聲放大器 （LNA） 和陶瓷帶通濾波器組成。為最大限度地減低增益和相位失衡，基帶鏈路采用了一種固定增益拓撲結構。因此，在 LTM9004 之前需要布設一個 RF 可變增益放大器 （VGA）。這里給出了此類前端的典型性能示例：

　　接收 （Rx） 頻率范圍：1920MHz 至 1980MHz

　　RF 增益：15dB （最大值）

　　自動增益控制 （AGC） 范圍：20dB

　　噪聲指數：1.6dB

　　IIP2：+50dBm

　　IIP3：0dBm

　　P1dB：-9.5dBm

　　20MHz 時的抑制：2dB

　　發送 （Tx） 頻段上的抑制：96dB

　　圖 1：在 LTM9004 微型模塊接收器中實現的直接轉換架構

　　考慮到 RF 前端的有效噪聲影響，由 LTM9004 所引起的最大可容許噪聲必須為 -142.2dBm/Hz。LTM9004 的典型輸入噪聲為 -148.3dBm/Hz，由此計算出的系統靈敏度為 -116.7dBm。

　　通常，此類接收器可受益于 ADC 之后的某些數字化信號之 DSP 濾波。在這種情況下，假設 DSP 濾波器是一個具有 α = 0.22 的 64 抽頭 RRC 低通濾波器。為了在出現同信道干擾信號的情況下工作，接收器在最大靈敏度下必須擁有足夠的動態范圍。UMTS 規范要求最大同信道干擾為 -73dBm。請注意，對一個具有 10dB 峰值因數的已調制信號而言，在 LTM9004 的 IF 通帶之內，-1dBFS 的輸入電平為 -15.1dBm。在 LTM9004 輸入端，這相當于 -53dBm，或者 -2.6dBFS的數字化信號電平。

　　當 RF 自動增益控制 （AGC） 設定為最小增益時，接收器必須能從手機中解調出預計所需的最大信號。這種要求最終將 LTM9004 必須提供的最大信號之大小設定在 -1dBFS 或其以下。規范中所要求的最小路徑損耗為 53dB，且假定手機的平均功率為 +28dBm。那么在接收器輸入端，最大信號電平即為 -25dBm。這等效于 -14.6dBFS 的峰值。

　　UMTS 系統規范中詳細說明了幾種阻斷信號。在存在此類信號的情況下只允許進行規定了大小的減敏，靈敏度指標為 -115dBm。其中的第一種是一個相距 5MHz的相鄰信道，其電平為 -42dBm。數字化信號電平的峰值為 -11.6dBFS。DSP 后處理將增加 51dB 抑制，因此，這個信號在接收器輸入端相當于一個 -93dBm 的干擾信號。最終的靈敏度為 -112.8dBm。

　　而且，接收器還必須與一個相隔 ≥10MHz 的 -35dBm 干擾信道競爭。μModule 接收器的 IF 抑制將使這個干擾信道衰減至相當于峰值為 -6.6dBFS 的數字化信號電平。經過 DSP 后處理，其在接收器輸入端上相當于 -89.5dBm，最終的靈敏度為 -109.2dBm。

　　另外，還必須考慮到帶外阻斷信號，但這些帶外阻斷信號的電平與已經討論過的帶內阻斷信號相同。

　　在所有這些場合中，LTM9004 的 -1dBFS 典型輸入電平均遠遠高于最大預期信號電平。請注意，已調制信道的峰值因數將大約在 10dB ~ 12dB，因此，在LTM9004 的輸出端上，其中最大的一個將達到約 6.5dBFS 的峰值功率。

　　最大的阻斷信號是 -15dBm 連續波 （CW） 音調 （超過接收頻段邊緣 ≥20MHz）。RF 前端將對這個音調提供 37dB 抑制，因此，它出現在 LTM9004 的輸入端時將為 -32dBm。此時，這種電平值的信號仍然不允許降低基帶 μModule 接收器的靈敏度。等效的數字化電平峰值僅為 -41.6dBFS，因此對靈敏度沒有影響。

　　另一個不想要的干擾信號功率源來自發送器的泄漏。因為這是一種 FDD 應用，所以此處描述的接收器將與一個同時工作的發送器相耦合。該發送器的輸出電平假定為 ≤+38dBm，同時“發送至接收”的隔離為 95dB。那么，在 LTM9004 輸入端上出現的泄漏為 -31.5dBm，相對于接收信號的偏移至少為 130MHz。等效的數字化電平峰值僅為 -76.6dBFS，因此不會降低靈敏度。

　　直接轉換架構的一個挑戰是二階線性度。二階線性度不理想將允許任何期望的或不期望的信號進入，這將引發基帶上的 DC 失調或偽隨機噪聲。如果這種偽隨機噪聲接近接收器的噪聲電平，那么上面詳細討論過的那些阻斷信號將降低靈敏度。在這些阻斷信號存在的各種情況下，系統規范都允許靈敏度降低。按照系統規范的規定，-35dBm 阻斷通道可以使靈敏度降至 -105dBm。如我們在上文中看到的那樣，這種阻斷信號在接收器輸入端上構成了一個 -15dBm 的干擾信號。LTM9004 輸入所產生的二階失真大約比熱噪聲低 16dB，結果，預測的靈敏度為 -116.6dBm。

　　-15dBm 的 CW 阻斷信號還將導致二階分量;在這種情況下該分量是一個 DC 失調。DC 失調是不希望有的，因為它減小了 A/D 轉換器能夠處理的最大信號。一種減輕 DC 失調影響的可靠方法是，確?；鶐?μModule 接收器的二階線性度足夠高。在 ADC 的輸入端，由于這一信號所產生的預測 DC 失調 <1mV。

　　請注意，系統規范中并不包括發送器泄漏。所以，因這一信號產生的靈敏度下降必須保持在最低限度。發送器的輸出電平假定為 ≤ +38dBm，與此同時，“發送至接收”隔離為 95dB。LTM9004 中產生的二階失真導致的靈敏度損失將 <0.1dB。

　　在規范中對于三階線性度僅有一個要求。這是在存在兩個干擾信號的情況下，靈敏度不得降至低于 -115dBm。這兩個干擾信號是一個 CW 音調和一個 WCDMA 信道，它們的大小均為 -48dBm。這些干擾信號均以 -28dBm 的大小出現在 LTM9004 的輸入端。它們的頻率與期望的信道相隔 10MHz 和 20MHz，因此，三階互調分量將位于基帶上。此時這個分量仍然以偽隨機噪聲的形式出現，因而致使信噪比降低。LTM9004 中產生的三階失真比熱噪聲層大約低 20dB，預計的靈敏度下降值 <0.1dB。