新型軟開關三相高功率因數整流器的研制
【摘　要】　提出了一種三相降壓式電容輸入多諧振功率因數校正(PFC)電路，并且分析了多諧振PFC的工作原理，采用單相時變簡化分析模型，推導了電路元件電壓、電流約束關系，繪制了實用的PFC設計曲線。仿真及樣機實驗結果表明：本文提出的設計方法正確，軟開關技術有效；克服了準諧振PFC存在的開關電流峰值大、直流輸出紋波大的不足，較好地解決了PFC實用技術存在的問題。
1　引言
　　眾所周知，工頻二極管和晶閘管整流器存在兩個缺點：一是從公共連接點吸取高峰脈沖電流，使網側功率因數降低，網損增加；二是給電網注入大量的諧波，造成嚴重的諧波污染，影響供電質量，危及電力系統的安全、優質、經濟運行。因此，必須對這類整流器采取有效的抑制和改善措施。目前 的研究熱點之一是在整流器內部采用有源功率因數校正技術[1～4]，從而改進整流器的工作原理，使之入端幾近純電阻特性，實現高功率因數/低諧波整流。
　　三相硬開關PFC有良好的功率因數及波形校正的效果[1,2]，但是換流器存在開關應力大和開關損耗大等嚴重缺點，因而限制了PFC性能的提高及實用效果。文獻[3]提出了電感輸入升壓式多諧振零電流開關的PFC電路，在等功率條件下，其開關元件的電流應力要比采用PWM控制方式小，使之更適合使用IGBT功率開關。但為了保證校正電感工作在電流不連續方式(DCM)，整流器從電源吸取的電流是脈動的，需要加裝特殊的EMI濾波器。又由于升壓式PFC的輸出電壓比輸入電壓高得多，使PFC電路的使用范圍受限。因此，作者提出了電容輸入降壓式準諧振零電流切換的PFC電路[4]，實現了零電流開關，觖決了開關應力大的問題。但在這種校正電路中，開關電流峰值比PWM方式PFC大得多，結果對同樣的負載，開關元件的導通損耗過大，實際使用時開關元件必須選大電流元件。
2　工作原理
　　本文提出的三相電容輸入降壓式多諧振校正電路如圖1所示。圖中v(a,b,c)為三相交流電源，Li(a,b,c)為輸入濾波電感，Ci(a,b,c)為校正電容，V1～6構成二極管整流橋，S為理想功率開關，Lr為諧振電感，Lf、Cf為輸出濾波電感 、電容。校正電容Ci(a,b,c)與諧振電感Lr、二極管V及并聯電容CV構成一多諧振槽路。分析時假定電路元件為理想元件，三相電源電壓正弦對稱，并且va= 2 Usinωt。
　　作者推導了三相電容輸入硬開關PFC的基波輸入等效電阻[4]，證明了電容輸入PFC輸入具有電阻特性。為了實現功率因數及波形校正，輸入電感Li(a,b,c)必須選得足夠大，確保在一個開關周期內電感電流保持不變；校正電容Ci(a,b,c)必須選得足夠小，并保證校正電容工作在電壓不連續工作方式下(DVM)，且根據負荷和電源的變化來控制開關頻率。在每一開關周期，校正電容電壓的充電速度與線電流成正比，盡管電容放電時并不是線性的，但同電感輸入PFC比較，電容放電速度比電感去磁速度快、時間短，這使得三相電源電流更依賴電容電壓峰值。以A相分析為例，在基本假設條件下，由于開關頻率遠遠高于基波頻率，在一個開關周期內，電感電流ia恒定不變。在開關S關斷期間，校正電容Cia在ia的作用下線性充電，電容Cia儲能。充電結束時，校正電容Cia上電壓峰值與電源電壓瞬時值成正比。一旦開關S觸發導通，校正電容儲存的能量轉移到諧振電感上。當電容電壓放電至零時，由整流二極管續流，電感 Lr中的能量轉移給負載R。當開關電流is過零時，控制開關S關斷，校正電容Cia又由電流ia線性充電，直到開關S再次導通為止。整流器穩態運行時，校正電容Cia上的電壓波形是高頻脈動的，但其包絡線是正弦的(圖2)。在任意半個基波周期內，校正電容Cia上的電壓的平均值與A相電壓的平均值相等，且其峰值與線路電流成正比。若開關頻率遠遠高于電源頻率、三相電源電壓為正弦，則校正器從電源吸取的電流i(a,b,c)也是正弦的，且與相電壓的幅值成比例。這樣，電源電壓與電流是同相正弦的。在整個過程中，整流器不向系統“回送” 功率，整流器不需要系統提供無功。因此，在不需另加有源或無源濾波裝置，在獲得較高的變換效率的同時，校正器自然地從電源吸取同相正弦電流。