功率MOSFET 選擇標準中包含導通電阻 R DS (ON ) ，密勒電容C MILLER ，輸入電壓和最大電壓和最大輸出電流。CMILLER 可由MOSFET 的產品數據手則給出的柵極充電曲線近似求出。C MILLER 等于柵極電荷沿橫軸的增加，而曲線大約由VDS 的規定變化水平分割，然后由此結果與應用中施加的VDS 和柵極的充電曲線規定VDS 比值相乘。工作CCM 時高端和低端的MOSFET 占空經由下式給出：

　　主開關管占空比：D = VOUT /VIN。

　　同步開關管占空比：V IN -VOUT /VIN 。

　　最大輸出電流條件下MOSFET 的功耗由下式給出：

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　　式中：δ是R DS (ON ) 的溫度系數， R DR約為4 歐姆，是在MOSFET 密勒門限電壓條件下有效驅動電阻， V THMIN是典型的MOSFET 的最小門限電壓。

　　兩個MOSFET 均具有I2R 損耗，而高端N 溝道的公式中包含一個用于計算轉換損耗的附加項，這在高輸入電壓條件最大。當VIN<20V時采用較大的MOSFET 通常可提高大電流的效率，而當VIN>20V 時轉換損耗迅速增加。這時采用具有較高 R DS (ON )器件和較低 C MILLER實際上可提供更高的效率。同步MOSFET 在高輸入電壓下，當高端工作于低占空比時或短路期間，同步管接近100%時間里處于導通狀態時，此時損耗最大。1+δ 項通常以一個歸一化的 R DS (ON ) 與溫度的關系曲線形式提供給MOSFET，但對于低壓MOSFET，δ =0.005/℃可被用作一個近似值。

　　肖特基二極管在兩個功率MOSFET 導通期間的死區導通，可以防止低端MOSFET 的體內二極管導通，在死區時間儲存電荷，形成反向恢復。在高VIN 條件下會導致效率減小至少3%。由于流過的平均電流相對較小，因此采用1 或3A 的肖特基二極管是一個較好的方案。

　　較大的二極管因其具有的結電容較大故會產生額外的轉換損耗。

　　效率與芯片的最高工作溫度相關。汽車電子所用的芯片通常為I或H級，對于I級，芯片的結溫必須小于125°C，對于H級，芯片的結溫必須小于150°C。對于許多單芯片的BUCK控制器，在低的環境溫度下，結溫一般不是問題。但對于I級，環境溫度高于85°C時，必須小心仔細的進行電路的設計以保證芯片能夠充分的散熱。對于H級，環境溫度高于125°C時，必須對最大的允許工作電流進行降額設計。

　　結溫通過芯片的功率損耗乘以結到環境的熱阻Rja進行計算。滿載時芯片的溫升幾乎完全不依賴于輸入電壓，不加散熱器時，熱阻取決于PCB的設計。在單芯片底部通常有一個裸露的襯墊，因此設計PCB時必須在對應的位置也相應的制作這樣的一個大銅皮焊盤，同時這個大焊盤通過一些過孔連接到其它的地層平面，以利于散熱。

　　4 輸入短路和反接保護

　　如果電感的飽和電流足夠大，BUCK控制器短路時由于具有短路保護功能，因此不會產生損壞。在一些電池充電系統中以及用電池作備份的系統中，電池以及其它的一些電源通過二極管以“與”的形式一起共同連接到BUCK控制器的輸出端時，當BUCK控制器輸入端斷開時，輸出端仍有高的電壓。注意到BUCK控制器通常有一個/SHDN管腳到控制系統的工作與關斷，低電平有效，通常以作SS軟起動功能。一般此管腳通過一個電阻或直接連接到輸入端。當輸入端浮空時，輸出電壓通過電感，內部高端的MOSFET反向并聯寄生二極管到輸入端，/SHDN管腳為高電平，這樣，BUCK控制器內部的電路通過電感從輸出電壓吸取幾個毫安的靜態的工作電流，影響電池的使用時間。當然如果/SHDN管腳為低電平，則此靜態的工作電流為0。如果輸入短路，輸出電壓通過電感，內部高端的MOSFET反向并聯寄生二極管到輸入端，從而導致輸出電壓也短路，這樣電池將會快速的放電。下圖就是防止電池在輸入短路狀況下反向放電的保護電路，D4也防止輸入的反接，只有在有輸入電壓里系統才工作。

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　　圖6：防止輸入短路時輸出備份電池反向放電電路

　　結論

　　1 合適的開關頻率可以保證系統具有足夠的輸入工作電壓范圍，同時使電感和電容的尺寸和體積最小。

　　2 實際最大的輸入工作電壓由MOSFET所要求的最短導通時間決定，實際最小的輸入工作電壓由MOSFET所要求的最短關斷時間決定。

　　3 必須抑制輸入瞬態電壓，檢查散熱設計，增加輸入短路和反接保護電路才能保證系統的安全工作。