0 引言

高邊功率開關是功率集成電路的典型電路之一。它 是將驅動電路、控制電路與保護電路能夠集成于一個芯 片中，在一定程度上實現智能化的控制功能，將會大大 降低芯片的設計難度并且提高其性能。而電荷泵電路則 是其中必不可少的重要驅動電路。隨著人們對便攜式電 子設備的消費需求越來越高，電子產品的高性能、低功 耗、輕型化等需要使得電源開關相關的芯片性能要求愈 加提升，而對電荷泵電路的性能要求也隨之越來越高。

智能功率開關將控制電路，保護電路，驅動電路以 及一些外圍接口與功率開關做成一體化的集成芯片。其 中驅動電路就是本文所提及的電荷泵電路。智能功率開 關分為高邊功率開關和低邊功率開關，高邊與低邊的區 別在用作開關作用的MOS 管接在電源端還是地端。根 據不同的應用環境會選擇不同的功率開關。

高邊功率開關如圖1 所示，高壓功率管NMOS 起主 要的開關作用，通過電荷泵驅動電路對功率MOS 管的 柵極進行充放電來控制其開啟與關斷。

電荷泵是一種電荷轉移的方式進行工作的電路，在本文所研究的這款芯片中，電荷通過對功率管的柵電 容進行周期性的充電，將柵電壓逐漸提高到功率管的開 啟電壓以上，從而保證芯片能夠開啟。由于電荷泵會對 柵極進行持續的充電，因此柵極電壓會充到電源電壓以 上，需要一個鉗位電路來限制柵極的最高電壓，即電荷 泵電路的輸出電壓。

1 電荷泵電路的設計背景和基本原理

1.1 電荷泵電路的設計背景

本文設計的電荷泵電路是應用于一款電源電壓工作 范圍為4.7~52 V 的高邊功率開關電源芯片。本文中取 40 V為例進行設計，為了使得功率開關管在供電電源為 40 V時依舊可以正常工作，則電荷泵電路需要將驅動電 壓抬升至40 V以上。

1.2 電荷泵電路基本原理

電荷泵是一種DC/DC 的電壓轉換電路，在實際應 用中電荷泵可以將輸入電壓的相位反轉即正電壓輸出為 負電壓，或者將輸入電壓的大小增大甚至翻倍。電荷泵 的原理是通過對內部電容的周期性的充放電，利用電容 電壓不能突變的原理實現對輸入電壓大小和相位的控 制，因此將這種電路稱為電荷泵變換器。

電荷泵的基本原理電路如圖2所示，該電路的核心 是兩個電容、一個反相器和四個開關組成。開關的關 斷與開啟由電荷泵前級電路輸入的周期變化的方波信 號與反相器控制，且開關狀態總是成對出現。控制信 號在第一個高電平時，S1開關和S2開關閉合、S3開關 和S4開關則會因為反相器而斷開，此 時，圖2中左邊的回路就會導通，輸 入電壓U1開始對電容C1進行充電，靠 近S1端為正電壓；在控制信號為低電 平時，開關狀態相反，即S1開關和S2 開關斷開、S3開關和S4開關閉合，此 時圖2中的左側回路關閉而右側回路開 啟，電容C1向C2放電，電荷就會存儲 在電容C2的內部，其兩端的電壓差值 將會達到U1，且靠近開關S3端是正電位，而由于電容C2上極板接地，則輸出電壓U0的電壓 為-U1。由此可以得到與輸入電壓極性相反的輸出電 壓。之后下一個周期的方波信號來臨，高電平時，S1開 關和S2開關再次閉合、S3開關和S4開關再次斷開，輸入 電壓U1又一次向電容C1進行充電，之后方波低電平， 和之前一樣，S1開關和S2開關斷開、S3開關和S4開關 閉合，在原本C2中就存儲電荷的情況下，C1繼續向C2 放電，C2極板的電壓就會升高。以此類推，如果控制信 號以高頻率方波輸入，則通過C1和C2的電壓轉換可以 在輸出端得到持續輸出的負電壓。

雖然電荷泵能夠實現電壓變換，但從原理上可以理 解其輸出電壓始終處于動態的變化之中，且電容的充放 電過程中會有輸出電流，電壓轉換過程中會出現能量損 耗。因此設計一個所需的電荷泵電路的終點就在于克服 這些因素。

2 電荷泵電路的設計

經過對原理的分析以及相關知識的理解，經過多 次嘗試后，最終得到的圖3即為所設計的電荷泵實際電 路圖。

在圖3所示的電路中，VDD為輸入電源電壓，Vn和Vp 是由電荷泵前級振蕩器電路產生的固定頻率方波電壓， 二者頻率相同但相位相差180°， Vlogic為控制電壓，該電 壓為高時電荷泵工作，為低時電荷泵關斷，GND為地電 位；圖中右側輸出一側中，Q9即為電荷泵電路驅動的 功率MOS開關管，Vgate為電荷泵輸出電壓，負責連接被 驅動功率管的柵極，OUT端為功率管的源極輸出電位。

圖3中，Q1、Q2、Q3組成電流鏡電路，當Vlogic為 高電平時，Q1所在的支路導通，為Q2、Q3提供合理的 柵極電壓，當Vp為高電平時，Vn為低電平，則NMOS 管Q5導通、Q6關斷，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5組 成的充電回路導通，對C1和C2電容進行充電，若忽略 Q3、D1、Q5上的壓降，則VDD和GND之間分擔電壓的 只有C1和C2兩個電容，若二者容值相等，則C1右極板 處的電壓在充電后會被抬升至0.5 VDD；接下來Vp變為 低電平時，Vn變為高電平，則NMOS管Q6導通、Q5關 斷，充電回路關斷，同時忽略Q2電壓，則C1左極板電 壓被瞬間抬升至VDD，因為電容電壓不能突變，則C1右 極板處的電壓也會被抬升至1.5倍的VDD，實現了電壓抬 升的效果。之后Vn、Vp反復導通、關斷，逐級抬升C1 右極板處電壓。但是因為輸出的Vgate端支路上接著由二 極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反偏二 極管鏈，使得輸出處的Vgate電壓最高只能比VDD高出固 定數值的電壓，進一步抬升時這些反偏二極管就會導 通，使得Vgate處電壓不會過高，以確保主功率管的柵極 不會被過高的電壓擊穿， 同時使得主功率管在正常 工作時處于線性區。因為 存在這樣的一個保護電 路，在逐級抬升至比VDD 高出一定數值的電壓后， Vgate會穩定在一個電壓值 對功率MOS管Q9進行驅 動，對于本文以40 V為例 的情況，所涉及的電壓值 約為42.5 V。當該電荷泵 電路應用于不同的電路情 況時，所需的最終輸出的 穩定電壓值也不盡相同， 而這個最終穩定的輸出電壓和電源電壓之間的差值，可 以通過調整二極管鏈中每個管子的參數或管子的數量而 得到。

當Vlogic電壓為低時，則Q1所在支路關斷，同時經過 反相器后連接到NMOS管Q7柵極的電壓為高，使得其導通，將Vgate處電壓迅速拉低。

3 仿真結果與分析

此電荷泵電路被應用于一款電源電壓工作范圍為 4.7 ~52 V 的高邊功率開關電源芯片，基于0.35 μm的 BCD工藝。本文以40 V電源電壓，前級輸入的方波頻率 0.5 MHz為例，經過Hspice軟件進行仿真，得到的仿真 結果如圖4所示。

通過圖4的整體仿真波形可以看出，當電荷泵的開 啟電壓Vlogic為高，電路開始工作后，輸出電壓Vgate迅速 抬升，在48 μs的時候將電壓抬升至高于電源電壓40 V 的42.56 V，并且之后基本穩定在這個數值不會更高， 而當開啟電壓Vlogic關斷時，輸出電壓迅速拉低，整個電 路進入關斷狀態，直到Vlogic重新拉高，才開始再一次工作。

以上是3 ms的整體仿真波型，而圖5則是60 μs內的 仿真波形，經過放大可以看出電荷泵輸出電壓的逐級抬升過程。

可以看出，當輸入的開啟電壓Vlogic高于開啟閾值 后，電荷泵電路開始工作，根據之前的原理圖可以看 出，隨著兩個相位相反的方波逐漸輸入，電容不斷地 充放電，電路輸出端Vgate開始一次次階梯狀升壓，在M0 點，即31.08 μs后輸出端的電壓Vgate達到電源電壓40 V，之后繼續抬升，最終從啟動經過了48.20 μs之后，輸出 電壓達到了42.69 V并趨于穩定，之后略有抬升但幅度 很小，最終穩定的電壓為42.78 V且不會過高，這是由 于二極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反 偏二極管鏈起到了過壓保護的功能。根據以上仿真波形 可以看出，從啟動到電壓基本穩定共需48~50 μs。

同時在調試仿真的過程中觀察到，電荷泵抬升所需 要的時間和輸入方波的頻率具有一定相關性，經過多次 仿真測試，在電路其他參數保持不變的情況下，得到前 級輸入的方波頻率和輸出電壓抬升時間之間的關系如表 1所示。可以根據實際工藝水平、工作環境等需求，計 算出前級震蕩器所能輸出的最終頻率，根據此表可以得 出對應的輸出電壓抬升時間。

4 結論

本文討論了電荷泵技術的原理，并根據該原理設計 出了一種能夠快速抬升輸出電壓至電源電壓以上一定值 的電荷泵電路結構。該電路可以很好得工作于一款基于 0.35 μm、BCD工藝的電源電壓工作范圍為4.7 V~52 V 的高邊功率開關電源芯片。本文設計完成后，經過 Hspice軟件進行了相關仿真，印證了該電路設計的正確性。同時由于工藝溫度 等條件的不同，實際輸入 方波能達到的穩定頻率 并不一定，因此本文還總 結了不同輸入方波頻率 與輸出電壓抬升時間之間 的關系。該電路同樣可以 適用于其他功率開關驅動 電路。

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