uc3844應(yīng)用電路圖（四）

UC3844 的外圍電路簡單，所用元件少，并且性能優(yōu)越，成本低。該芯片的最大占空比為50 % ，通常用于單端他激式變換器中。圖4 所示為由UC3844 構(gòu)成的微機電源主電路。

電路主拓撲采用單端反激式電路，由UC3844 構(gòu)成主控芯片。單端反激式電路具有結(jié)構(gòu)簡單、適宜多組輸出、可靠性高等特點。使用電流型控制模式將進一步強化這些優(yōu)點。

在反激變換器中，開關(guān)管所受應(yīng)力較高，這主要是開關(guān)關(guān)斷時漏電感引起開關(guān)管集電極電壓突然升高所致。抑制開關(guān)應(yīng)力有兩個方法：一種是減小漏電感;另一種是耗散過壓的能量，或者使能量反饋回電源中。本文采用了第二種方法，在變壓器原邊并聯(lián)RCD 緩沖器。耗散過電壓的能量依靠并聯(lián)的RC 電路，能量反饋回電源依靠定向二極管D1 。

變壓器的設(shè)計是整個電路的關(guān)鍵之一。在設(shè)計變壓器時，原邊電感量不能太大，并且磁心中要增加氣隙，否則會出現(xiàn)電流上升率小、導(dǎo)通時間短、電流上升值不大，導(dǎo)致電路沒有能力傳遞所需功率。同時，在設(shè)計變壓器時必須認(rèn)真考慮變壓器的磁飽和瞬時效應(yīng)。在瞬變負載情況下，當(dāng)輸入電壓較高而負載電流較小時，如果負載電流突然增加，則控制電路會立即加寬輸出脈沖寬度來提供補充功率。這樣，輸入電壓和脈沖寬度同時變?yōu)樽畲螅词怪皇且粋€短暫的時間，但變壓器也會出現(xiàn)飽和，引起失控和故障。這就要求變壓器設(shè)計時應(yīng)按高輸入電壓、寬脈沖進行設(shè)計。

圖中R1 、C4 構(gòu)成啟動電路，當(dāng)C4 上的電壓超過15V 時電路啟動，然后由N4 、D1 、D2 、C2 、C4 、C5 、R6構(gòu)成自饋電路供電。該電壓同時也是電壓閉環(huán)的信號電壓。R10 為電流取樣電阻，流經(jīng)該電阻的電流產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入引腳3 ，構(gòu)成電流控制閉環(huán)。與引腳4 、引腳8 相連的R5 、C8 是UC3844 的外部定時電阻和定時電容。引腳6 經(jīng)限流電阻直接驅(qū)動功率管。引腳5 為輸入公共端。輸出與輸入相隔離，避免

共地干擾。高頻變壓器和功率開關(guān)管都接有RCD 緩沖器，用于吸收尖峰電壓，防止功率開關(guān)管的損傷。

uc3844應(yīng)用電路圖（五）

基于UC3844的反激開關(guān)電源設(shè)計

單端反激變換器，所謂單端，指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側(cè)，并且只有一個輸出端；反激式變換器工作原理，當(dāng)加到原邊主功率開關(guān)管的激勵脈沖為高電平使MOSFET、開關(guān)管導(dǎo)通時，整流后的直流電壓加在原邊繞組兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流二極管反向偏置而截止，磁能就儲存在高頻變壓器的原邊電感線圈中。

圖2中MOSFET功率開關(guān)管的源極所接的R12是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入UC3844的腳3，構(gòu)成電流控制閉環(huán)。當(dāng)腳3電壓超過1V時，PWM鎖存器將封鎖脈沖，對電路啟動過流保護功能；UC3844的腳8與腳4間電阻R16及腳4的接地電容C19決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，由于UC3844內(nèi)部有個分頻器，所以驅(qū)動MOSFET功率開關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半；圖3中變壓器原邊并聯(lián)的RCD緩沖電路是用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓。變壓器副邊整流二極管并聯(lián)的RC回路是為了減小二極管反向恢復(fù)期間引起的尖峰。MOSFET功率管旁邊的RCD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關(guān)斷過程中承受大反壓。緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復(fù)二極管，而變壓器二次側(cè)的整流二極管一般選擇反向恢復(fù)電壓較高的超快恢復(fù)二極管。

電路的反饋穩(wěn)壓原理：（輸出電壓反饋電路如圖4所示），當(dāng)輸出電壓升高時，經(jīng)兩電阻尺R6、R7分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓2.5 V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦集射極動態(tài)電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844的腳1的電平變低，經(jīng)過內(nèi)部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復(fù)位，或非門輸出變低，于是關(guān)斷開關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導(dǎo)通時間，于是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負載變化的影響，達到了實現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。

uc3844應(yīng)用電路圖（六）

基于電流型PWM芯片UC3844的開關(guān)電源的反饋回路改進，采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器加光電耦合器接法，具體使用TL431加PC817。這種方法由于使用了精密電壓源做控制參考電壓，控制精度非常高，性能穩(wěn)定。

基于UC3844的開關(guān)電源的電流反饋電路典型結(jié)構(gòu)如圖1所示。220V交流電壓經(jīng)整流濾波后，得到300V直流電壓，主要功率經(jīng)串聯(lián)于高頻變壓器初級繞組N1，到大功率MOSFET開關(guān)管V1集電極，在UC3844的控制下，開關(guān)管V1周期性地導(dǎo)通和截止。300V直流電壓的另一路經(jīng)R2降壓后，施加到UC3844的供電端（7腳），為UC3844控制器提供啟動電源電壓，此設(shè)計中UC3844采用恒定頻率方式工作。電路啟動后，8腳輸出一個+5.0V的基準(zhǔn)參考電壓，作用于定時元件R5、C6上，在4腳產(chǎn)生穩(wěn)定的振蕩波形，振蕩頻率=1.8/R4&TImes;C6，6腳輸出驅(qū)動脈沖激勵開關(guān)三極管V1在導(dǎo)通和截止之間工作。UC3844對于輸入電壓的變化立即反映為來自N2電感電流在取樣電阻R3上的電壓變化，不經(jīng)過外部誤差放大器就能在內(nèi)部比較器中改變輸出脈沖寬度。

圖1 UC3844的開關(guān)電源的電流反饋電路典型結(jié)構(gòu)

這種傳統(tǒng)的電流反饋回路結(jié)構(gòu)簡單具有容易布線、成本低的優(yōu)點，但是電路的缺點在于反饋不能直接從輸出電壓取樣，輸出電壓穩(wěn)壓精度不高，當(dāng)電源的負載變化較大時很難實現(xiàn)精確穩(wěn)壓；同時沒有隔離，抗干擾能力也差，在負載變化大和輸出電壓變化大的情況下響應(yīng)慢，不適合精度要求較高或負載變化范圍較寬的場合，為了解決這些問題，可以采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431配合光耦。