雷達(dá)系統(tǒng)在雷達(dá)信號(hào)、雷達(dá)干擾信號(hào)、多徑信號(hào)、雜波信號(hào)等復(fù)雜電磁信號(hào)共同作用下工作性能受到嚴(yán)重影響。為厘清雷達(dá)系統(tǒng)輸入信號(hào)與輸出現(xiàn)象之間的影響機(jī)理和作用規(guī)律，開展了具有射頻監(jiān)測能力的雷達(dá)系統(tǒng)接收前端技術(shù)研究。該接收前端基于CPCI總線架構(gòu)采用多種模式的信號(hào)耦合和采樣方式，對雷達(dá)系統(tǒng)接收前端通道中的各個(gè)關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)進(jìn)行信號(hào)提取，為雷達(dá)信號(hào)接收通道多路徑耦合效應(yīng)和復(fù)雜電磁環(huán)境多要素疊加效應(yīng)的機(jī)理研究提供基礎(chǔ)測試平臺(tái)和測量數(shù)據(jù)。

引言

復(fù)雜電磁環(huán)境是現(xiàn)代和未來戰(zhàn)場最突出的特征之一，作為電子信息裝備，雷達(dá)系統(tǒng)的探測能力更是受到電磁環(huán)境的嚴(yán)重制約［1］。當(dāng)前雷達(dá)系統(tǒng)在復(fù)雜電磁環(huán)境效應(yīng)下的性能研究主要依托于雷達(dá)對抗效果評估系統(tǒng)開展的，這類系統(tǒng)不僅價(jià)格昂貴，同時(shí)系統(tǒng)硬件條件已經(jīng)固化和封裝，沒有預(yù)留和引出專門針對復(fù)雜電磁環(huán)境效應(yīng)研究的中間量測試端口，只能以實(shí)際雷達(dá)的最終顯示結(jié)果對干擾現(xiàn)象進(jìn)行分析，這種分析對于單一干擾源對雷達(dá)的影響效應(yīng)是可行的，但是，當(dāng)多源干擾或復(fù)雜電磁環(huán)境要素增加時(shí)，僅通過最終結(jié)果來分析復(fù)雜電磁環(huán)境對雷達(dá)系統(tǒng)的影響效應(yīng)是非常困難的［2］。

因此，研究、建立復(fù)雜電磁環(huán)境下雷達(dá)探測能力的評估平臺(tái)與試驗(yàn)方法顯得十分重要。本文旨在設(shè)計(jì)研究具有射頻監(jiān)測端口的雷達(dá)接收前端，該前端設(shè)備實(shí)現(xiàn)在接收通道中關(guān)鍵信號(hào)流動(dòng)環(huán)節(jié)處的信號(hào)監(jiān)測，為電磁環(huán)境多要素疊加效應(yīng)機(jī)理研究提供硬件基礎(chǔ)和必需的數(shù)據(jù)支撐。

1 工作原理

接收機(jī)采用高精度測量雷達(dá)系統(tǒng)普遍使用的單脈沖測角方式。單脈沖測角雷達(dá)需同時(shí)兼顧比幅/比相兩種體制。比幅體制下，雷達(dá)接收機(jī)射頻前端具有和通道、差通道兩個(gè)接收支路。比相體制下，坐標(biāo)平面內(nèi)有兩個(gè)通道。因此，接收前端設(shè)計(jì)為基于CPCI總線架構(gòu)的雙通道鏈路結(jié)構(gòu)，形成和差兩個(gè)接收支路，分別用于接收和支路信號(hào)與差支路信號(hào)。

接收前端采用超外差變頻鏈路，主要由限幅器、低噪放、混頻器、中放、濾波器、本振等組成，同時(shí)各關(guān)鍵器件模塊前后采用耦合器引出射頻監(jiān)測點(diǎn)。雷達(dá)接收前端將頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz、功率范圍為-100 dBm～-30 dBm的目標(biāo)回波信號(hào)，通過超外差變頻鏈路變頻至70 MHz中頻，中頻最大輸出功率為0 dBm。接收前端原理框圖如圖1、圖2所示。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 系統(tǒng)指標(biāo)要求

接收前端關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)：

接收頻率范圍： 3.1 GHz～3.5 GHz；

雷達(dá)信號(hào)帶寬：1 MHz、2.5 MHz、5 MHz可選；

噪聲系數(shù)： ≤3 dB；

接收靈敏度：-100 dBm；

接收動(dòng)態(tài)范圍：-100 dBm～-30 dBm；

接收通道增益：優(yōu)于70 dB；

中頻頻率：70 MHz，帶寬5 MHz；

輸出中頻電平：≥0 dBm；

帶內(nèi)起伏：≤3 dB；

鏡像抑制：≥60 dBc；

諧波抑制：≥30 dBc；

雜散抑制：≥50 dBc。

2.2 電路設(shè)計(jì)

接收前端主要包括和通道和差通道，兩通道采用相同的設(shè)計(jì)鏈路。由于超外差接收機(jī)具有雜散低、鏡像抑制高等特點(diǎn)，設(shè)計(jì)采用超外差接收機(jī)二次變頻方案，并選擇高中頻減小混頻干擾對目標(biāo)信號(hào)的影響。設(shè)計(jì)將輸入頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz、功率范圍為-100 dBm～-30 dBm的目標(biāo)回波信號(hào)與頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz的可變本振信號(hào)混頻，輸出頻率為3.9 GHz的第一中頻信號(hào)，該信號(hào)通過與頻率為3.97 GHz的固定本振混頻，輸出頻率為70 MHz的中頻信號(hào)，該信號(hào)送至中頻采集模塊進(jìn)行后續(xù)采樣和解調(diào)。根據(jù)靈敏度、輸出信噪比、輸出中頻電平計(jì)算接收機(jī)增益為80 dB，具體增益分配至射頻低噪聲放大器及第一中頻及第二中頻放大器處。詳細(xì)電路設(shè)計(jì)如圖3所示。

3 關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)設(shè)計(jì)分析

3.1 定向耦合器影響分析

射頻監(jiān)測接口為雷達(dá)接收前端的非功能端口，所以該接口的設(shè)計(jì)不會(huì)在功能上對射頻通道產(chǎn)生影響，同時(shí)又能夠?qū)崿F(xiàn)引出監(jiān)測點(diǎn)、對射頻通道各關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行監(jiān)測的目的。通過對監(jiān)測接口引出信號(hào)的分析，可以得出該節(jié)點(diǎn)處射頻通道中主通路信號(hào)的頻率、功率等關(guān)鍵參數(shù)。

本設(shè)計(jì)中采用定向耦合器對射頻通道向外引出監(jiān)測點(diǎn)。因定向耦合器的插入損耗影響接收機(jī)的靈敏度，若將插入損耗為0.3 dB定向耦合器放置于低噪聲放大器的前級，接收機(jī)靈敏度約降低0.3 dB。因信號(hào)已經(jīng)過放大，此節(jié)點(diǎn)后再接入的定向耦合器對接收機(jī)靈敏度不再有影響。為了避免多個(gè)耦合器同時(shí)添加對系統(tǒng)靈敏度的影響，設(shè)計(jì)采取功率補(bǔ)償?shù)姆椒▽︸詈掀鲙淼挠绊戇M(jìn)行調(diào)節(jié)。功率補(bǔ)償?shù)姆椒ㄓ袃煞N，一種是逐級功率補(bǔ)償，也就是處理過程中在耦合器前對該點(diǎn)的功率進(jìn)行調(diào)節(jié)，先進(jìn)行增益放大，再添加耦合器；另一種是在所有耦合器的最終輸出端添加一個(gè)低噪放大器，對模塊進(jìn)行最終的一次性功率補(bǔ)償。

逐級功率補(bǔ)償方式由于其反復(fù)地放大衰減，造成系統(tǒng)功率的不穩(wěn)定，隨著環(huán)境溫度的變化變化較大。從性能上分析，反復(fù)地放大衰減將抬高雜散功率，對系統(tǒng)的指標(biāo)造成影響。

最終一次性功率補(bǔ)償方式可以有效地對由耦合器的插入損耗造成的系統(tǒng)功率衰減進(jìn)行功率調(diào)節(jié)，使系統(tǒng)的雜散影響降到最低。另外該接收模塊由增益控制，輸出功率控制在-60 dBm以上，所以，不會(huì)有小信號(hào)輸出，單次功率調(diào)節(jié)對系統(tǒng)的影響可以忽略不計(jì)。

經(jīng)過以上考慮，最終采用單次功率放大的方法來補(bǔ)償耦合的加入對功率的影響。多級定向耦合器的總插入損耗不大于6 dB，接收前端可通過放大器補(bǔ)償多級定向耦合器插損，因此多級定向耦合器對接收前端后級輸出功率影響較小。

為了研究耦合器對系統(tǒng)的影響，對定向耦合器進(jìn)行了功率及相位測試。耦合器輸入頻率為3.5 GHz、功率為-20 dBm的連續(xù)信號(hào)，測試得到耦合端輸出的信號(hào)功率為-9.98 dBm，同時(shí)從耦合器輸出端測試到的信號(hào)功率為-20.57 dBm。由測試結(jié)果可知添加一個(gè)耦合器對主路信號(hào)的衰減值小于0.6 dB。測試結(jié)果如圖4~圖6所示。

通過以上的功率和相位測試可知，在3.1 GHz～3.5 GHz頻段范圍內(nèi)，耦合器的添加不會(huì)對主路信號(hào)的相位產(chǎn)生任何影響，單個(gè)耦合器的添加，會(huì)對主路產(chǎn)生不大于0.5 dB的插入損耗。通過功率補(bǔ)償，不會(huì)影響主路功率的變化。

3.2 增益分配設(shè)計(jì)

因接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍大，且要求靈敏度較高，所以需要在接收通道中對增益進(jìn)行分配，分配到射頻低噪放、頻率為3.9 GHz的第一中頻和頻率為70 MHz的第二中頻中去。

接收前端通道設(shè)計(jì)中使用的限幅器的插入損耗為1 dB，低噪聲放大器增益為30 dB，混頻器的插入損耗為8 dB，中頻放大器組采用自動(dòng)增益控制放大器，由圖3所示詳細(xì)電路設(shè)計(jì)圖可知通道總增益約為85 dB，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

同時(shí)，為保證混頻器的本振功率處在合理范圍內(nèi)，在接收前端的變頻過程中進(jìn)行了檢波電路設(shè)計(jì)。在變頻過程中，檢波器將對輸入信號(hào)的功率進(jìn)行采樣檢波，檢波的電平值反映出該采樣點(diǎn)的功率，同時(shí)，檢波電路中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器對該電平值進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣，并對衰減器進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，從而實(shí)現(xiàn)對輸出功率的自動(dòng)控制。

3.3 混頻雜散設(shè)計(jì)

雷達(dá)接收前端采用超外差式接收機(jī)變頻方式，通過兩次變頻將雷達(dá)目標(biāo)信號(hào)下變頻至中頻信號(hào)，第一次混頻輸出固定頻率中頻信號(hào)3.7 GHz，該信號(hào)經(jīng)窄帶濾波器濾波后與固定頻率3.97 GHz本振信號(hào)進(jìn)行第二次混頻，混頻得到頻率為70 MHz中頻信號(hào)，該中頻信號(hào)經(jīng)窄帶濾波輸出。因此混頻雜散主要由第一次混頻引起，通過混頻雜散計(jì)算軟件對接收前端的第一次混頻雜散進(jìn)行軟件仿真計(jì)算。計(jì)算中輸入信號(hào)頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz，輸入信號(hào)諧波計(jì)算次數(shù)為3次，本振信號(hào)頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz，本振信號(hào)諧波計(jì)算次數(shù)為3次，計(jì)算輸出混頻雜散。

由圖7所示混頻雜散計(jì)算結(jié)果可知，設(shè)計(jì)中5次雜散抑制大于65 dB，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

4 性能測試結(jié)果與分析

設(shè)計(jì)研制的雷達(dá)接收前端達(dá)到的技術(shù)指標(biāo)如表1所示。輸入的測試信號(hào)頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz，功率范圍為-100 dBm～10 dBm，第一本振信號(hào)頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz，功率范圍為-10 dBm～10 dBm，第二本振信號(hào)頻率為3.97 GHz，功率范圍為-10 dBm～10 dBm。

由表1可知，雷達(dá)接收前端整機(jī)測試結(jié)果符合設(shè)計(jì)要求。同時(shí)，該接收前端在變頻鏈路的低噪聲放大器與混頻器前后均設(shè)計(jì)了定向耦合器，用于進(jìn)行射頻監(jiān)測，共設(shè)計(jì)了6個(gè)射頻監(jiān)測端口供外部設(shè)備進(jìn)行測量分析。

5 結(jié)論

本文提出一種具有射頻監(jiān)測能力的雷達(dá)接收前端技術(shù)，解決了現(xiàn)有雷達(dá)及雷達(dá)測試系統(tǒng)無法在接收過程中對復(fù)雜電磁環(huán)境的影響效應(yīng)進(jìn)行有效分析和測量的問題。該技術(shù)用于對多干擾源及多要素疊加的電磁環(huán)境作用下的接收機(jī)單通道特性及通道間的特性測試，測試結(jié)果可供雷達(dá)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員和調(diào)試人員參考分析，為提高雷達(dá)系統(tǒng)的整體性能提供了必要的測試手段［3］。同時(shí)，該接收前端基于CPCI總線架構(gòu)，體積小、操作和控制方便，易于進(jìn)行改進(jìn)和二次開發(fā)。

參考文獻(xiàn)

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