射頻PA（Power Amplifier，功率放大器，簡稱功放）芯片耗電大，可靠性要求高，是無線通信系統中的重要組成部分。隨著5G系統頻率和功率進一步推高，對射頻PA的要求也進一步增強。

在以上材料中，我們討論到：PA設計中可以依靠“簡單功率合成”來進行功率的合并，也可以利用“特殊功率合成”，達到高效率、負載不敏感等設計需求。材料推出去之后，一些朋友發來問題：提升效率只能依靠架構上的改變嗎？一些PA沒有用到Doherty等復雜的架構，依然取得了不錯的效率，是怎么做的呢？

這些問題沒有一個簡單的答案可以回答。于是我們想，那就不如把PA在高效率設計中的考量討論的再細節一些：不止是定性的討論到宏觀架構，而是深入到單個PA設計的思考取舍中。

在PA設計的細節考量中，最重要的一個概念就是PA的“類”別了，也即PA的Class。比如我們經常提到的Class A、Class AB、Class E及Class F等。不同Class的PA有不同的特點，我們這份材料就以PA的Class為線，討論手機射頻PA的“高效率（High Efficiency）”設計。

圖：PA設計的“類”別分類

PA設計的重要指標

在討論PA的類別之前，首先將PA設計中的重要指標做一個探討。

PA是用來將直流能量轉化射頻信號的器件。PA通常工作在大信號狀態，其工作狀態與偏置點、負載阻抗、諧波控制、功率的過驅動等都有關系，設計和分析起來非常復雜。

盡管一款性能優異的PA設計復雜，但PA的評價指標卻相對簡單，最重要的兩個指標就是：線性度，效率。

線性度

在現代PA設計中，線性度反應輸出信號的失真程度，是一個重要指標。

在衡包絡通信系統中，如FM，FSK，GMSK，信號包絡并不承載信息，所以并不需要信號的線性放大，“線性度”并不是一個重要指標。但在現代通信系統中，為了最大化的利用頻譜資源，出現了如高階QAM等非等幅信號調制方法，也誕生出了CDMA及OFDM等多工方式，其幅度不再恒定不變，而是承載通信信號信息。下圖為帶有幅度調制信號的OFDM信號在時域的波形構成。

圖：OFDM信號在時域的波形構成，幅度不再恒定

在這些信號中，為了表征信號幅度變化的大小，信號“功率峰均比”的概念被引入了進來。峰均比的英文是Peak to Average Power Ratio，簡稱PAPR，是指信號峰值功率與均值功率的比值。一般線性信號的PAPR在39dB之間。下圖為某典型OFDM信號能量譜分布，可以看到信號幅度在011.55dB之間呈現概率分布。

圖：典型信號的概率分布

由于這些高階調制方式的信號中的幅度與相位均帶有信息，這時必須要對信號進行線性放大，才能使幅度信息不失真的進行傳遞。若PA本身存在非線性，則PA對不同大小信號展現出不同的響應，就會產生非線性失真，使ACLR、EVM等指標產生惡化，影響系統的通信能力。

效率

PA的本質是把直流能量轉化為大功率的射頻信號，PA的效率反應了轉換能力的大小。所以“效率”成為PA設計中另一個重要指標。

PA的效率由兩種定義方式，分別為功率轉換效率（Efficiency），和功率附加效率（Power Added Efficiency）。

功率轉換效率的定義是輸出功率與消耗直流之比，通常用η表示，計算公式為：

PAE的定義將輸入功率也考慮進來，只計算經過PA后“增加的”功率部分與直流耗散之間的比值，所以被稱作功率“附加”效率。PAE的計算公式為：

當PA增益足夠大時，將遠大于。比如當PA增益為30dB左右時，只有的千分之一。這時PAE與功率轉換效率的計算結果基本相同。

PA的效率和線性度之間是一對折中。在PA設計中，不斷的對這兩個指標進行優化或者取舍。

效率優化的理念

根據效率定義的公式可以看出，如果直流能量被完全轉化為了基波射頻能量，則PA將達到夢寐以求的100%的效率，能量一點也不被浪費。

但這個100%的效率是不可達成的，因為在實際電路中，一定會有一部分直流能量轉換為諧波射頻能量以及直流耗散能量。三種能量與直流能量的關系如下公式所示：

高效率PA的設計理念就是：盡量使得以上公式的后兩項：直流耗散能量、諧波耗散能量，趨近于零。

• 直流耗散能量（）趨向于0

直流耗散能量的計算方法為流過晶體管的電壓與電流的乘積對時間的積分，其公式可以表示為：

若使此能量等于零，則時域表現為二者之間在時域盡量少的交疊。以上設計觀念在高效率PA中經常被采用，尤其是在F類、E類等開關類PA設計中。

• 諧波能量（）趨向于0

PA是一個大功率工作器件，一般PA都會工作在帶有一定非線性的工作狀態，這時就會產生諧波能量。

對于n次諧波，其能量可以表示為：

以上公式中，與分別為n次諧波的電壓與電流擺幅幅值，為其相位。

為了達到100%的效率，需要控制能量不被諧波能量所消耗。如果有諧波能量，即使直流消耗為0，也無法達到100%的效率。一個典型的例子是當PA的電壓與電流均是完美方波的情況下，電壓與電流無交疊，直流耗散為0。但此時電壓與電流均存在奇次諧波能量，奇次諧波能量不為0。通過傅里葉展開可計算，此時PA的最大效率只有：

即在電壓電流均是完美方波的情況下，諧波部分搶走了近1/5的能量。下圖為此時電壓與電流的時域波形，以及能量在頻域的分布。

圖：電壓與電流均為方波時，時域波形與頻域能量分布

為了減少直流耗散能量、諧波耗散能量這兩大損耗，在高效率PA中不斷要考慮電壓與電流波形之間的關系，對波形進行塑造，提升PA效率。這種工作在PA設計中被稱為“波形工程（Waveform Engineering）”。

** PA Class的分類**

為了優化PA的線性度和效率，在射頻PA先驅者過去100多年的工作中，根據工作類型的不同，將PA分為不同的類型（Class）進行分析和設計。

射頻PA設計中所涉及的主要類別有：

• A類
• B類
• AB類
• C類
• D類
• E類
• F類
• J類

線性與開關類PA

以上類別中，可以根據工作方式的不同，分為線性PA類與開關PA類。

線性PA類是指利用晶體管線性區特性，實現功率放大的放大類型。在這個工作區域內，晶體管的輸入和輸出成大致線性的轉移關系 ， 輸出信號幅度的大小可以反應輸入信號幅度的大小。

需要注意的是，對于BJT與FET的工作原理不同, 二者 “線性區域”有不同的稱呼方法。在BJT器件中，這個區域被稱為線性放大區，或線性區；而在FET器件中，這個區域被稱作飽和區。

圖：BJT與FET器件用于實現線性PA的工作區域

線性PA的主要類型有A類、B類、AB類和C類等。

需要說明的是，**線性PA并不是完全沒有非線性。**對于除A類外的AB類、B類和C類線性放大器，因為波形的非完整周期導通，輸出均存在非線性分量。即使對于全周期導通的A類放大器來說，由于晶體管輸入和輸出的非線性轉移關系（指數或者二次方關系），輸出也會出現非線性分量。但這些非線性分量的存在，不影響晶體管工作在線性工作區的實質，也不影響輸出信號幅度與輸入信號幅度呈正向比例的相對關系，所以這些PA都屬于線性PA。

圖：晶體管的轉移特性

因為理解直觀，設計容易，線性PA是放大器設計中的首要選擇。但線性PA很難做到高效率，于是PA設計先驅者開始將開關類PA的設計理念引入進來。

開關類PA類型主要有D類、E類、F類和J類等，其特點是晶體管工作在類似開關狀態。在這些PA設計中，對PA的設計考慮不再局限于從A/B/AB/C類放大器中偏置的角度討論，而是把輸出端負載對波形的調制影響也考慮進來。

“高效率”是開關類PA的傳統優勢，但其線性度較差。并且，進入到高頻之后，由于寄生效應的存在，并不能實現完美的開關特性，諧波控制也變的困難，這些都給開關類PA的設計帶來挑戰。

圖：用于實現開關PA的工作區域

線性類PA

線性類PA簡化電路如下圖所示：

圖：線性類PA簡化電路示意圖

根據晶體管導通角的不同，可以將線性PA分為A類、AB類、B類和C類。不同類型PA的偏置狀態與導通角的關系如下圖所示：

圖：各類線性放大器偏置狀態與導通角的關系

A類PA

A類PA的晶體管在信號的全周期導通。其電壓與電流的波形如下圖所示：

圖：A類PA的電壓與電流波形

假設A類PA的直流工作點為與，射頻信號擺幅為與，則根據PA效率的定義，A類PA的效率可表示為：

A類PA最大效率在與達到最大擺幅與時取得，為50%。

在輸出功率變小時，A類PA射頻功率變小，但DC功耗不變，使得其效率明顯下降。在輸出功率下降至最大A類輸出功率的一半時，其效率也將下降一半。即在功率回退時，其效率以2倍/3dB（10倍/10dB）的速度下降。

圖：A類PA功率回退時的效率特性

B類PA

B類PA的直流偏置點放置在晶體管導通開啟電壓附近，只有當輸入信號為正向擺幅時晶體管導通，導通角只有全周期的一半。B類PA的電壓與電流波形如下：

圖：B類PA的電壓與電流波形

雖然輸出電流只有半周期導通，波形出現了強烈的失真，但由于器件仍然工作于線性工作區域，輸入信號的幅度仍然基本正比于輸入信號的幅度，所以B類PA仍然是線性類PA。

分別對基波和DC進行積分，可以推導得出導通角為2θ（2θ=φ）的PA最大效率表達式為：

對于B類PA，2θ=π，則上式推導為：

所以相比于A類放大器50%的最高效率，B類放大器的最高效率可提高至78.5%。

AB類PA

AB類PA是指處于A類和B類之間的PA類型，導通角為在π與2π之間，其電壓與電流波形如下：

圖：AB類PA的電壓與電流波形

AB類PA的效率根據導通角的不同而不同，處于A類的50%與B類的78.5%之間。

C類PA

通過帶有導通角的效率計算公式可以看到，當導通角變小時，PA的效率提升。在B類PA的基礎上繼續減小導通角，全周期的導通角減少至180度以下時，就形成了C類PA。C類PA的電壓與電流波形如下圖所示。

圖：C類PA的電壓與電流波形

對于C類PA，將導通角取0為極限，可以得到PA的極限效率可達100%。

雖然理論上C類PA可以達到100%的效率，但達到100%效率時導通角為0，此時也無功率輸出。所以C類****PA 中的100%效率是可望而不可及， 無法為實際使用的PA設計提供有效幫助。

線性類PA比較

由于導通角的不同，A類、AB類、B類及C類PA在效率、基頻功率，以及諧波功率上有不同的表現。采用傅里葉變換可以對幾種不同類型的PA進行分析，得到幾種類型的PA特性如下圖所示[8]：

圖：不同導通角下PA的能量分布及效率特性

依靠上圖，可以很好的理解不同類型的線性PA的特性關系，可以看到：

1. 隨著導通角變小，PA效率由50%逐漸提高至100%
2. 從A類到B類的變化中，導通角的變小并沒有引起基波能量的減小
3. 從B類到C類變化中，基波輸出功率迅速減小

正是由于以上特性，應用中線性PA大多設計在AB類，這時有較好的效率，較高的基波輸出功率，同時也有可接受的諧波特性。

開關類PA

在理想開關類PA中，當輸入電壓為正，晶體管打開，電流通過晶體管，此時晶體管兩端電壓為0；當電壓為負，晶體管關閉，此時輸出電壓開始建立，但流過晶體管的電流為0。

因為作為開關使用的晶體管不消耗功耗，所有的能量都可以轉化為射頻能量，所以理論上開關PA可以達到100%的效率。

然而在實際使用中，由于開關的非理想特性和器件的寄生效應，晶體管并不能達到理想開關狀態，也就造成了電壓與電流的部分交疊，造成效率的損失。另外，如果諧波能量處理不當，也會引起能量損失。

為了使開關類PA的效率不斷逼近100%，PA設計先驅們采用了多種不同的設計分析方法，于是就產生出多種不同的開關PA類型。在射頻PA中，最主要的有D類、E類、F類以及J類PA。

D類PA

D類PA是1959年由Baxandall教授首先提出[2]，其構成為一個成對的開關管M1及M2，以及諧振在基波頻率的調諧負載。

圖：D類PA工作原理及波形

理想情況下，D類PA晶體管的電壓與電流無交疊，使得D類PA直流功率耗散為0。

對于諧波功率耗散，D類PA的輸出電壓波形為方波信號；由于諧振負載的存在，輸出電流波形為半正弦波。對方波信號進行傅里葉展開，所有的偶次諧波分量為0；對半正弦波進行傅里葉展開，所有奇次諧波分量為0。諧波分量中電壓與電流交替為0，使得理想D類PA的無諧波功率耗散。

以上這種電壓與電流分別為方波與半正弦波時，在諧波功率耗散為0的特性，在高效率PA設計中經常被使用。

由于直流功率耗散與諧波功率耗散均為0，所以理想D類放大器可以達到100%的效率。

D類PA也有一系列變形，例如可以將電流構建成方波，將電壓構建成半正弦波。這種就是電流模式的D類放大器。其簡化電路及波形圖如下圖所示。

圖：電流模式的D類放大器

E類PA

D類PA看起來可以完美實現100%的轉換效率，但其高度依賴兩個開關管的完美切換，在高頻應用時顯得無能為力：感性的負載會使開關“關不斷”，容性負載會使開關“打不開”。并且D類PA需要的成對推挽結構，也使得其在部分高頻應用時力不從心。

為了使開關類PA可以應用在高頻頻率，Sokal教授在1975年發明了E類PA[3]。E類PA由工作于開關狀態的單端晶體管、負載匹配網絡構成。其架構如下圖所示。

圖：E類放大器框圖

E類PA的架構看起來與普通的A類、AB類PA并無大的不同，但設計思路卻相差很大。E類PA的設計理念是：

• 首先將晶體管的偏置和驅動功率進行合理設計
• 然后對輸出波形提出一系列約束條件，這些約束條件使晶體管工作于開關狀態
• 基于這些約束條件，就可以計算不同拓撲中器件取值，從而完成設計

E類PA約束條件使作為開關等效的晶體管在合適的時間進行off到on的切換，從而減小開關切換過程中帶來的充放電損耗。Sokal教授提出E類PA設計的兩個重要約束條件：

1. 當開關從off到on轉換的瞬間，漏極電壓為零（Zero voltage switching，簡稱為ZVS）
2. 當開關從off到on轉換的瞬間，漏端電壓波形的斜率為零（Zero voltage derivative switching，簡稱ZVDS）

E類放大器的簡化等效電路與波形示意如下圖所示。

圖：E類放大器的簡化電路，以及波形示意圖

F類PA

F類PA的發明源自對過激勵的B類PA的研究。

在線性PA分析中，B類放大器的最大效率為78.5%，但如果對其進行過激勵驅動，其電壓、電流波形出現削峰，形成類似方波的波形，這時電壓電流交疊變少，從而效率得到提高。

圖：理想過激勵下B類放大器的電流與電壓波形

過驅動的B類放大器雖然有更高的效率，但由于電壓電流均都包含奇次和偶次諧波，有部分能量仍然消耗在了諧波上，所以效率無法達到100%。通過計算，過驅動的B類放大器可以達到88.6%的效率。這就是為何有些B類放大器能看到高于理論值78.5%的峰值效率的原因。

基于對過驅動的B類PA的研究，D. M. Snider教授于1967年提出F類PA的概念[4]，隨后F. H. Raab等教授將F類PA的原理和設計方法進行了更進一步闡述[5][6][7]。

F類PA通過對諧波阻抗的控制，使奇次諧波阻抗為開路，偶次諧波阻抗短路，于是得到方形的電壓波形，和半正弦的電流波形。由于二者分別只含有奇次和偶次諧波，諧波消耗為0，在理想情況下可得到100%的效率。下圖為理想F類PA的電壓電流波形。

圖：理想F類PA的電流及電壓波形

在實際應用中，由于諧波頻率高，無法對各次諧波阻抗均進行完美控制，這在一定程度上惡化了F類PA的實際應用效果。下圖為對3次諧波進行控制的F類PA簡化電路[5]。

圖：典型的F類PA電路

同理，也可以將電流構造成方波，電壓構造成半正弦波，同樣可以達到理論上100%的效率，這樣就形成了逆F類PA的設計。逆F類PA設計的條件與F類放大器相反：偶次諧波阻抗需要設計成開路，奇次諧波阻抗需要設計成短路。

圖：理想逆F類PA漏極電流及電壓波形

雖然F類和逆F類在理論上都可以達到100%的峰值效率，但在實際應用中，二者表現還是會稍有不同。考慮晶體管Knee電壓之后，F類和逆F類PA的工作區域如下圖所示，從圖示對比可以推導出系列F類與逆F類PA之間性能比較的關系。以上推導在本文中不再贅述。

圖：F類與逆F類PA電壓及電流擺幅關系比較

J類PA

J類PA是Cripps教授于2006年提出的一種高效PA設計方法，其設計思路仍然是利用諧波阻抗的控制，實現電壓與電流交疊部分的減少，從而減少直流損耗，提升PA效率。下圖為Cripps教授提出的J類PA的簡化電路圖 [8]。

圖：J類PA簡化電路

與F類通過控制不同次諧波的幅度來構建完美的方波與半正弦波不同，Cripps教授的想法是通過控制二次諧波的相位，使二次諧波與基波之間形成疊加，減小電壓與電流之間的交疊。

圖：J類PA電壓波形示意圖

對J類放大器進行效率計算，可以得到J類放大器的最大效率為78.5%。

雖然J類PA與B類PA的效率相同，但理想B類PA需要二次及以上諧波均短路，這在物理上不易實現。而J類PA要求二次諧波處于某一個虛部值即可，這在實際工程中實現更容易，并且有較好的寬帶特性。

不同類型PA的比較

相對功率輸出力

在PA設計中，評價不同結構的特點時，除了效率、功率指標，還有一個重要指標，稱為“歸一化功率輸出能力”，英文為Normalized Output Power Capability，一般簡寫為。其定義為： 功率放大器的最大輸出功率和最大瞬態工作電流與電壓乘積之比 。公式可以表示為：

歸一化功率能力指標可以反應在給定的電壓與電流擺幅的情況下，功率放大器輸出最大功率的大小；也可以反應在給定輸出功率的情況下，所需要電壓與電流擺幅的大小。

對于A類放大器，其歸一化功率輸出能力可計算為：

同理，可計算出其他類型PA的相對功率輸出能力。

不同類型PA性能對比

將以上討論到的PA特性進行總結，得到性能對比如下圖所示。

圖：不同類型PA特性對比

總 結

在很多人看來，PA設計像是“黑魔法”，難以捉摸。

說PA設計是“黑魔法”，是因為在很多時候，PA的狀態看起來是不受控的。甚至有時PA的性能已經出來了，Designer都說不清它是怎么工作的。

PA雖然看起來這么的不可控，但它并不是“魔法”，它也是嚴格遵循物理規律的。在過去100多年發展中，PA設計的先驅和專家們不斷想辦法對它進行理解。“不同的Class”分類，是先驅專家們總結出理解PA特性的經典方法，在高效率PA設計中得到有效使用。