汽車和工業系統中的高壓瞬變很常見，持續時間從幾微秒到數百毫秒不等，從而向下傳遞大量能量。瞬態原因包括汽車負載突降，以及負載階躍和寄生電感引起的尖峰。為了避免故障風險，這些系統中的所有電子設備必須足夠堅固，以直接承受瞬態能量尖峰，或者必須保護它們免受它們的影響。

LT4356 浪涌抑制器與傳統的無源箝位保護技術相比，性能顯著升級。它通過調節調整 MOSFET 的柵極來主動保護下游組件免受過壓影響，并借助標準檢測電阻器限制電流。圖1所示為典型的12V應用。

圖1.12V過壓穩壓器。

LT4356 具有一個 100V 的額定最大值和一個 4V 至 80V 的工作電壓范圍，因而使其成為保護各種工業和汽車應用中的下游電子器件的理想選擇。然而，有些電路需要針對高達200V至300V的瞬變提供保護。

圖 2 示出了 LT4356 抑制如此高電壓的一種方法，但代價是電流限制功能。在圖 2 中，V抄送SNS引腳與原始輸入電壓去耦，并分別箝位至低于100V的安全值。自 V 以來抄送SNS引腳必須與輸入路徑斷開，無法進行電流檢測，電路僅用作電壓鉗位。

圖2.能夠承受24V的150V應用電路。

可以通過級聯第二個預穩壓MOSFET Q2來克服這一限制，如圖3所示。Q2 箝位 V抄送SNS引腳到安全水平，恢復電流限制功能，作為附加優勢，與Q1共享SOA（安全工作區）壓力。

圖3.前置穩壓器拓撲擴展了 LT4356 的保護范圍。圖4所示為完整電路。

當首次通電時，R3 和 D1 上拉 Q2 的柵極，進而將電源傳遞至 LT4356。然后，GATE 引腳對 Q1 和 Q2 的柵極進行泵送，從而充分增強兩個 MOSFET 并將功率發送到輸出端。因此，R3和D1對啟動至關重要。在正常工作條件下，GATE引腳將自身限制在高于輸出的約12.5V，因此輸入端為12V時，Q1的柵極偏置至24.5V，Q2的柵極偏置略低，約為24V。

當輸入受到高壓瞬變時，R3和D1上拉Q2的柵極，Q2又被D80箝位至約2V。作為源極跟隨器，Q75的源極上升不超過約<>V，保持V抄送和 SNS 安全地低于其 100V 最大額定值。與圖 2 所示的并聯鉗位應用不同，圖 3 的串聯鉗位拓撲允許充分利用 LT4356 的電流限制功能。Q1以正常方式調節，限制R1和R2規定的輸出電壓。

圖 3 所示拓撲的另一個好處是，Q2 與 Q1 共享 SOA 壓力。對于150V至200V范圍內的輸入，SOA應力在Q1和Q2之間平均分擔。在某些應用中，這允許兩個廉價的MOSFET取代單個成本更高的特殊SOA器件。當峰值輸入電壓要求上升到200V以上時，SOA越來越集中在Q2，串聯沒有實質性的緩解。

圖4顯示了基于新拓撲的完整電路，設計用于承受高達300V的峰值輸入。如前所述，Q2的柵極被箝位在80V，因此在300V輸入時，Q2的電壓下降225V，而Q1的總電壓不超過75V。因此，Q250的電壓為2V，Q100的電壓為1V器件。通過適當選擇Q2，可以承受更高的輸入電壓。

圖4.16V過壓穩壓器，能夠阻斷300V瞬變。

在設計能夠承受如此高輸入電壓的電路時，重要的是要認識到輸入端出現高dV/dt的可能性以及由此產生的后果。在電路能夠響應之前，瞬時施加的高輸入電壓產生的電流僅受寄生電感和輸出電容的路徑電阻的限制。雖然大多數測試波形都規定了一些可承受的上升時間，但無限的輸入壓擺率并非不可想象，例如在臺架測試期間可能出現的情況。添加 Q3 是為了在這些條件下使 LT4356 的電流限制環路領先一步。

圖5顯示了電路承受300V尖峰的結果。CTMR尺寸適合穿越此類偏移，但持續時間較長的浪涌將被中斷，從而保護 MOSFET 免受某些破壞。

圖5.圖300中電路輸入端出現4V尖峰的結果。

審核編輯：郭婷