在功率轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲校瑔?a target="_blank">晶體管正激轉(zhuǎn)換器是功率水平低于100瓦的最常見拓?fù)渲弧１疚慕榻B了該電路的改進(jìn)，稱為“單晶體管、諧振復(fù)位、正激轉(zhuǎn)換器”，它消除了復(fù)位繞組和二極管（DTR).將討論此設(shè)計(jì)的其他幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

介紹

單晶體管諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器通常用于功率水平低于 100 W 的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器模塊。這些器件對于輸出電壓可調(diào)范圍廣的DC-DC轉(zhuǎn)換器也非常有用。然而，本文介紹了一種改進(jìn)電路，稱為“單晶體管諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器”。這種設(shè)計(jì)省去了復(fù)位繞組和一個(gè)二極管（DTR），并提供了幾個(gè)明顯的優(yōu)勢。

該諧振復(fù)位轉(zhuǎn)換器的占空比可超過 50%，因此適用于在寬輸入電壓下工作并提供廣泛變化輸出的低成本 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。沒有復(fù)位繞組通過簡化變壓器來降低成本，特別是對于廣泛用于高密度DC-DC轉(zhuǎn)換器模塊的平面變壓器。最后，諧振復(fù)位電路的正弦復(fù)位電壓可降低EMI。

傳統(tǒng)的單開關(guān)正激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

為了正確理解諧振復(fù)位拓?fù)洌覀儽仨毷紫攘私鈧鹘y(tǒng)的單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器（圖1a）。當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器電流從零上升，二極管D上升TR，是反向偏置的。變壓器磁化電流累積至值IM= V在T上/LM，其中 T上是每個(gè)開關(guān)周期的導(dǎo)通時(shí)間，LM是磁化電流。

圖 1a.傳統(tǒng)的單晶體管正激式轉(zhuǎn)換器。

在開關(guān)導(dǎo)通期間，負(fù)載電流，IO，反映在主 IP= IONS/NP，其中 NS是次級匝數(shù)和 NP是主匝數(shù)。輸出電壓為 VO= V在DNS/NP，其中 D = T上/TS和 1/TS是開關(guān)頻率。變壓器初級端在關(guān)斷前的磁化電流為V在T上/LM.當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，變壓器電壓趨于反轉(zhuǎn)。D上的電壓TR陰極不斷增加，直到DTR打開。

對于典型應(yīng)用，NP/NR匝數(shù)比為 1，其中 NR是初級復(fù)位繞組中的匝數(shù)。變壓器磁化電流現(xiàn)在從IM歸零。當(dāng)達(dá)到零時(shí)，變壓器完全復(fù)位，變壓器兩端的電壓保持為零，直到下一個(gè)開關(guān)周期開始。最大占空比，D.MAX，在這些應(yīng)用中限制為 50%。

諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

單開關(guān)諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器的特點(diǎn)是沒有復(fù)位繞組（圖 1b）。在關(guān)斷期間，變壓器通過諧振電路復(fù)位（無損耗），諧振電路包括：磁化電感;以及開關(guān)、初級繞組和所有反射次級電容（包括整流二極管電容）的組合電容。

圖 1b.單開關(guān)、諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器。

操作說明

對于此電路分析，進(jìn)行了以下假設(shè)：

電路已達(dá)到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行。

LO和 CO（相當(dāng)大）可以被認(rèn)為是無限的。

漏感被忽略不計(jì)。

二極管和開關(guān)電阻引起的壓降被忽略不計(jì)。

電路的穩(wěn)態(tài)操作包括每個(gè)開關(guān)周期中的三個(gè)間隔：

間隔 1

最初，t = 0，Q1為ON（圖2a）。變壓器在開關(guān)導(dǎo)通期間通過斜坡電流磁化。次級電流流過次級二極管 DR和電容兩端的電壓，CD，大約為零。CD包括內(nèi)部二極管電容和在D兩端添加的外部電容R.初級磁化電流的值為 I1在這個(gè)間隔開始時(shí)，我2在間隔結(jié)束時(shí)。

初級電流是反射電流的總和，IO（NS/NP），和初級磁化電流。

圖 2a.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔1期間的初級勵(lì)磁電流波形（未按比例）的等效電路。

間隔 2

當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，開關(guān)漏源電壓開始上升（圖 2b）。當(dāng)該電壓超過V時(shí)在，次級二極管，DR，關(guān)閉和續(xù)流二極管，DF，打開。正弦退磁電流開始流過由變壓器勵(lì)磁電感L并聯(lián)組合形成的諧振電路M和電容 CR，反映在變壓器初級端。該電容，CR，是初級端所有電容的總和，包括反射二極管電容CD:

其中 CS是初級開關(guān)電容和CT是變壓器的初級電容。CD是二極管C兩端的外部電容D（二極管電容 << CD).間隔 2 在 T 末尾結(jié)束上* uR，其中 TR是共振間隔的一半。

外部電容，CR，在此間隔內(nèi)從零充電到峰值

，然后放電回零。磁化電流，I1，因此在區(qū)間結(jié)束時(shí)應(yīng)等于 -I2.在此間隔結(jié)束時(shí)，主開關(guān)上的電壓為 V在，但開關(guān)上的電壓在間隔的一半達(dá)到

峰值。

圖 2b.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔2期間的初級勵(lì)磁電流波形的等效電路（未按比例）。

間隔 3

在此間隔內(nèi)，二極管 DR和 DF都打開;主開關(guān)關(guān)閉（圖2c）。變壓器兩端的電壓為零，間隔結(jié)束時(shí)的勵(lì)磁電流等于-I2.這樣就結(jié)束了開關(guān)周期。由于電路處于穩(wěn)態(tài)，電流I1因此等于 -I2.替換 I1在公式1中，我們看到每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)的初級磁化電流為：

在間隔3期間，主開關(guān)電壓保持在VIN。請注意，在TS的末尾，I2≠I1是可能的，如果

在這種情況下，在下一個(gè)開關(guān)周期開始之前，諧振的整個(gè)半周期尚未完成。因此，主開關(guān)兩端的電壓在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)超過VIN。這種情況會(huì)增加開關(guān)損耗。

圖 2c.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔3期間的初級磁化電流波形（未按比例）的等效電路。

瞬態(tài)操作

初級開關(guān)和次級輸出二極管上的瞬態(tài)應(yīng)力可能會(huì)有很大差異，具體取決于應(yīng)用中使用的控制器類型。如果設(shè)計(jì)不是最佳的，瞬變會(huì)導(dǎo)致初級開關(guān)或次級二極管發(fā)生故障。

考慮使用電流模式PWM控制器工作。最初，電源在空載和高線路電壓下工作。施加負(fù)載瞬態(tài)（最小負(fù)載到滿負(fù)載），這導(dǎo)致立即占空比階躍到最大占空比。反過來，該事件會(huì)導(dǎo)致變壓器的磁化電流大幅增加，并且可能會(huì)使變壓器飽和，除非其設(shè)計(jì)考慮到這種瞬變。諧振復(fù)位電壓遠(yuǎn)高于穩(wěn)態(tài)操作期間的電壓，并可能導(dǎo)致正向二極管或初級開關(guān)發(fā)生故障。

為了解決這個(gè)問題，我們引入了伏特微秒鉗位。考慮上述控制器的最大占空比箝位與輸入電壓成反比。這種布置限制了瞬態(tài)期間沿變壓器BH回路的最大磁通偏移，從而允許使用較小的變壓器。正向二極管和初級開關(guān)上的瞬態(tài)電壓應(yīng)力明顯較小，但仍高于穩(wěn)態(tài)工作期間。

現(xiàn)在考慮這種轉(zhuǎn)換器類型在非常輕的負(fù)載下的操作，并使用二極管進(jìn)行整流。在這種操作模式下，磁化電流非常接近于零，并且占空比較低。如果我們現(xiàn)在應(yīng)用負(fù)載瞬態(tài)（從空載到滿載），占空比立即增加到自適應(yīng)占空比箝位所允許的最大值。在施加瞬態(tài)之前，磁化電流為零。高線電壓下的瞬態(tài)峰值占空比為

其中，VINMIN是低線輸入電壓，DMAX（TR）是由自適應(yīng)占空比箝位器設(shè)置的低線電壓下的最大占空比，VINMIN是高線電壓下輸入電壓。當(dāng)瞬態(tài)發(fā)生時(shí)，磁化電流從0增加到瞬態(tài)后的第一個(gè)開關(guān)導(dǎo)通周期

這里L(fēng)M是初級磁化電感，?SW是開關(guān)頻率。開關(guān)斷開后，磁化電流以正弦方式反向，由磁化電感LM和電容CR設(shè)定。開關(guān)上的峰值電壓為：

對于滿載和高線路電壓下的穩(wěn)態(tài)操作，開關(guān)上的峰值穩(wěn)態(tài)電壓為：

其中DMAX（S）是滿負(fù)載和低線下的穩(wěn)態(tài)占空比。在實(shí)際應(yīng)用中，我們試圖將DMAX（TR）設(shè)置得略高于DMAX（S）。我們還看到二極管DF上的峰值瞬態(tài)反向電壓是使用這種類型的PWM控制器的峰值穩(wěn)態(tài)反向電壓的兩倍多。對于沒有伏-微秒箝位的PWM控制器，瞬態(tài)電壓可能會(huì)更高。

如果電路包括同步整流器，電感電流不會(huì)變得不連續(xù)，輕負(fù)載和滿負(fù)載時(shí)的磁化電流幾乎相同。對于具有伏微秒箝位的PWM電流模式控制器，初級開關(guān)和次級二極管上的瞬態(tài)電壓應(yīng)力DF，更接近峰值穩(wěn)態(tài)電壓應(yīng)力。

電壓模式控制器的行為類似于電流模式PWM控制器的行為。同樣，使用自適應(yīng)伏微秒鉗位可以減輕應(yīng)力。這些轉(zhuǎn)換器類型通常包括占空比軟啟動(dòng)，可提高占空比，從而控制磁化能量的任何積聚，同時(shí)減輕電壓應(yīng)力。

設(shè)計(jì)示例

圖3所示的工作電源接受36V至56V范圍內(nèi)的直流輸入電壓，并產(chǎn)生4V至18V隔離的可變輸出電壓，由可調(diào)外部基準(zhǔn)控制。最大輸出電流為0.4A，開關(guān)頻率?西 南部，為 500kHz。

圖3.諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器，輸入范圍為地至 -48V外（36V 至 56V），輸出范圍 4V 至 18V。

諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器最適合這種設(shè)計(jì)，因?yàn)樗梢宰屛覀冏畲蠡伎毡取Ｈ绻诘椭?V的高電平范圍內(nèi)正確控制輸出電壓，則這種能力是必要的。否則，PWM控制器的最小導(dǎo)通時(shí)間是一個(gè)限制，可能會(huì)帶來問題。應(yīng)包括同步整流器，以最大限度地提高效率，并使PWM控制器能夠在輕負(fù)載時(shí)將輸出電壓控制至4V。所示的電流模式PWM控制器還包括一個(gè)自適應(yīng)電壓微秒箝位。

自適應(yīng)占空比箝位

由于電源必須打開并在 36V 時(shí)提供全功率，因此我們將其導(dǎo)通點(diǎn)設(shè)置為 34.2V。該導(dǎo)通電壓包括 5% 的裕量，用于補(bǔ)償元件容差。然后，我們將對應(yīng)于導(dǎo)通點(diǎn)（由自適應(yīng)占空比設(shè)置）的最大占空比設(shè)置為75%。這種方法留出了25%的開關(guān)時(shí)間，用于在轉(zhuǎn)換器的最低工作電壓下復(fù)位變壓器。

初級 MOSFET 額定電壓

在最低工作電壓下，變壓器的最大可用復(fù)位時(shí)間為：

其中 DMAX= 0.75 和 ?SW = 5 x 105.這些值產(chǎn)生0.5μs的復(fù)位時(shí)間。為了最小化開關(guān)損耗，磁化電流應(yīng)完成一個(gè)正弦“諧振鈴”的半周期，如公式4所示。因此，

初級開關(guān)上的峰值穩(wěn)態(tài)電壓應(yīng)力（通過代入公式7中的值獲得）為208.6V。因此，對于此設(shè)計(jì)，我們選擇額定電壓為250V的開關(guān)。

變壓器設(shè)計(jì)

變壓器的初級與次級匝數(shù)比為 n：

我們選擇EFD15磁芯為3F3材料的變壓器，通過代入公式1中的值得到n<35.9。實(shí)際初級匝數(shù) （30） 和次級匝數(shù) （24） 的匝數(shù)比為 1.25。該變壓器使用未連接磁芯纏繞，其磁化電感為702μH±25%。磁化電感的容差可能會(huì)在變壓器的自諧振頻率中產(chǎn)生+11%/-13.4%的容差，而不考慮實(shí)際電路中初級端出現(xiàn)的總電容容差。測得的采樣變壓器自諧振頻率低于1MHz。

我們必須保證實(shí)際電路的消磁自諧振頻率高于?SW/（1 - D.MAX).因此，我們對磁芯留有間隙，既可以降低變壓器測量的自諧振頻率，又可以減少磁化電感的變化。使用帶 A 的間隙內(nèi)核110% 的容差產(chǎn)生 144μH 的電感。

新變壓器樣品測得的自諧振頻率為4MHz;根據(jù)自諧振頻率表達(dá)式計(jì)算的變壓器電容為11pF。根據(jù)可用的復(fù)位時(shí)間，最大允許初級電容為176pF。后一個(gè)值允許開關(guān)電容和反射二極管電容之和最大為165pF，CR.由于MOSFET電容不容易確定，因此我們必須構(gòu)建電路并調(diào)整同步MOSFET兩端的附加電容值，QR，以獲得適當(dāng)?shù)膹?fù)位時(shí)間。在實(shí)際電源中，MOSFET Q 兩端增加的電容R為 100pF。

輸出電感器和電容器

選擇輸出電感和電容是為了優(yōu)化效率并確保符合輸出紋波規(guī)格。因此，電感值為47μH，而CO由并聯(lián)三個(gè)陶瓷電容器組成，每個(gè)電容器的額定電壓為 4.7μF 和 25V。

初級場效應(yīng)管

對于初級MOSFET，Q1（額定電壓為250V），我們選擇仙童的FQD4N25，因?yàn)樗逃须娙莸停瑢?dǎo)通電阻低。該 MOSFET 還最大限度地降低了柵極驅(qū)動(dòng)損耗、傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。

同步整流功率場效應(yīng)晶體管

同步整流器上的峰值應(yīng)力，QR是：

其中na是電力變壓器的實(shí)際一次與二次匝數(shù)比。在這種情況下，na為1.25，VQR的計(jì)算值為122V。因此，我們選擇150V MOSFET作為QR。續(xù)流MOSFET上的峰值電壓應(yīng)力QF為：

其中 n一個(gè)為 1.25 和 VINMAX為 56V。計(jì)算值為44.8V，因此對于QF我們選擇額定電壓為 60V 的 MOSFET。 （控制電路和同步 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器如原理圖所示，但不再進(jìn)一步討論。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖4、圖5和圖6顯示了圖3的初級MOSFET在不同輸入電壓和各種輸出電壓下以及輸出負(fù)載為400mA時(shí)的電壓波形。漏極電壓波形清楚地表明，諧振復(fù)位電壓不隨線路電壓變化，而是與輸出電壓成正比。初級MOSFET上的峰值電壓等于輸入電壓加上諧振復(fù)位電壓。

圖4.從圖 3 中，VDS在 Q14 上，輸入為 48V直流，輸出電壓為 4V （a） 和 8V （b）。

圖5.從圖 3 中，VDS在 Q14 上，輸入為 48V直流，輸出電壓為 12V （a） 和 18V （b）。

圖6.從圖3可以看出，輸出電壓為18V，V。DS在 Q14 上，輸入為 36V直流（a） 和 56V直流（二）。

結(jié)論

諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器非常適合采用寬范圍直流電壓輸入工作的電源。它們也適用于需要寬范圍可調(diào)輸出電壓的應(yīng)用。在設(shè)計(jì)諧振復(fù)位正激式轉(zhuǎn)換器時(shí)，應(yīng)將器件上的瞬態(tài)電壓應(yīng)力降至最低;使用同步整流可降低功率半導(dǎo)體上的瞬態(tài)電壓應(yīng)力。為了獲得最佳性能，您還應(yīng)該選擇合適的控制器。

審核編輯：郭婷