高性能基站（BTS）接收器必須滿足半中頻雜散要求，這可以通過使用適當的RF混頻器來實現。為了幫助工程師，本應用筆記說明了混頻器的IP2與半中頻雜散要求的二階響應性能之間的關系。給出了兩個提供卓越IP2性能的混頻器的示例，使其成為無線設計需求的理想選擇。

介紹

本應用筆記解釋了如何設計滿足半中頻雜散要求的高性能基站（BTS）接收器。為此，工程師必須了解混頻器的IP2和二階響應性能之間的關系，然后選擇合適的RF混頻器來滿足級聯要求。混頻器數據手冊將提供二階交調截點（IP2）性能或2 x 2雜散抑制性能方面的二階響應信息。通過展示這兩個參數之間的關系，本應用筆記將說明它們對接收器設計的適用性以及整體半中頻雜散性能的確定。示例演示了MAX2A的IP2和2 x 19997關系，MAX<>A是用于E-UTRA LTE的有源混頻器1接收器設計。

混頻器諧波

在超外差接收器電路中，混頻器將高射頻（RF）轉換為較低的中頻（IF）。該過程稱為下變頻，使用混頻器的RF輸入和本振（LO）輸入之間的差值進行低側注入（LO頻率

fIF = fRF - fLO = - fRF + fLO

其中 f如果是混頻器輸出端口的IF;f射頻是施加到混頻器射頻端口的任何射頻信號;和 f瞧是施加到混頻器LO端口的LO信號。

理想情況下，混頻器的輸出信號幅度和相位與其輸入信號的幅度和相位成正比;它與LO信號特性無關。利用這一假設，混頻器的幅度響應相對于RF輸入信號呈線性關系。它也與LO信號幅度無關。

然而，混頻器的非線性會產生不需要的混頻產物，稱為雜散響應。雜散響應是由到達混頻器RF端口并在IF頻率產生響應的不需要的信號引起的。到達RF輸入端口的信號不必落入所需的RF頻段，因此很麻煩。其中許多信號的功率電平足夠高，以至于混頻器前面的RF濾波器無法提供足夠的衰減來防止它們引起額外的雜散響應。當這些信號干擾所需的IF頻率時，混頻機制描述如下：

fIF = m fRF - n fLO = - m fRF + n fLO

請注意，m和n是RF和LO頻率的整數諧波，它們混合以產生許多雜散產物的組合。通常，這些雜散分量的振幅會隨著m或n的增加而減小。

知道所需的RF輸入頻率范圍后，使用頻率規劃來仔細選擇IF和產生的LO頻率。精確的頻率規劃非常重要，因為它最大限度地減少了落在所需頻段內的混頻產物，這反過來又會降低接收機性能。對于帶寬更寬的系統，在頻率規劃中避免雜散混頻產物變得更加困難。濾波器用于抑制帶外（OOB）RF信號，這些信號可能導致不必要的帶內IF響應。混頻器之后的IF濾波器選擇性被指定為僅通過所需的頻率，從而在混頻器之后的最終檢波器之前衰減雜散響應信號。IF頻帶內出現的雜散響應不會被IF濾波器衰減。

許多類型的平衡混頻器抑制某些雜散響應，其中m或n為偶數。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n（或兩者）為偶數的所有響應。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離，以最大限度地減少RF和IF端口的LO泄漏，并提供固有的RF-IF隔離。雙平衡混頻器設計可實現最佳線性度性能，并降低每個端口的相關濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率定位

有一種特別麻煩的二階雜散響應，稱為半中頻（1/2 IF）雜散響應，定義為低側LO注入的混頻器指數（m = 2，n = -2）和高側LO注入的混頻器指數（m = -2，n = 2）（圖1）。對于高端注入，產生半IF雜散響應的輸入頻率位于所需RF頻率上方的幅度f如果從所需的RF輸入頻率/2。

考慮一個示例，其中所需的RF頻率以2510MHz為中心（E-UTRA上行鏈路通道號39790）。當該RF頻率與2860MHz的LO頻率組合時，得到的IF頻率為350MHz。在這種情況下，2685MHz處的不需要信號或阻塞信號會在350MHz處產生半IF雜散產物。對于低側注入，產生半中頻雜散響應的輸入頻率位于所需LO頻率上方，數量為f如果/2.

圖1.E-UTRA高邊LO注入的示例顯示了所需f的頻率位置射頻， f瞧和 f如果和不需要的 f半中頻.

假設：

fRF center frequency = 2510MHz

fLO = 2860MHz

fIF = fLO - fRF = 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

計算導致意外雜散響應的阻塞頻率：

fHALF-IF = fRF + fIF/2 = 2685MHz

檢查數學運算以驗證半中頻阻塞或雜散頻率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF + fIF/2) = 2fRF + 2fIF - 2fRF - fIF = fIF

這會導致從半中頻雜散頻率產生不需要的中頻雜散信號：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器 IP2

如果未在器件數據手冊中直接指定，則可以通過混頻器的IP2性能預測抑制量（稱為2 x 2雜散響應）。假設有兩個：僅將基波RF和LO頻率施加到混頻器端口，并且僅在混頻器中產生諧波失真。

混頻器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何不需要的RF放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號會產生失真或互調產物，可以通過計算輸入或輸出端的IP進行量化2的設備或系統。輸入IP表示一個假設的輸入幅度，在該幅度下，所需信號分量和不需要的分量幅度相等。對于混頻器的LO功率保持恒定的情況，IP或失真積的階數僅由RF乘法器決定，而不由LO乘法器決定。這是正確的，因為RF信號的變化是唯一的問題。階數是指失真產物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。例如，由于平方律關系，當輸入信號升高2dB時，二階互調（IM）乘積的幅度將增加1dB。

半中頻雜散功率電平

以下討論使用MAX19997A3下變頻混頻器為例。這些值可在數據手冊的交流電氣特性表中找到：

射頻雜散功率電平（2685MHz 時）= -5dBm

LO 電平（2860MHz 時）設置 = 0dBm

典型的2LO - 2RF雜散抑制額定值比RF載波電平低64dB，單位為dBc;64dBc值稱為二階互調比（IMR2）。

計算 P刺激= -5dBm + （-64dBc） = -69dBm 由于混頻器性能。

MAX2A具有出色的2 x 19997性能，輸入端（IIP2）具有以下等效IP2性能：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + （-69dBm） = 64dBc + （-5dBm）

= +59dBm

同樣，MAX19985A4900MHz有源混頻器在類似條件下提供相當于2dBc的典型2RF - 71LO雜散響應：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 71dBc + （-76dBm） = 71dBc + （-5dBm）

= +66dBm

電子UTRA LTE數字示例

假設 E-UTRA LTE 蜂窩系統與相同類別的 BTS 共置，則生成的 OOB 連續波 （CW） 阻斷電平指定為 +16dBm（在 3GPP TS 36.104 V10.2.0 標準中描述，如圖 2 所示）。對于LTE接收器，由于半中頻雜散信號，天線端子所需的等效IIP2值為+131dBm。以下步驟用于此計算：

所需信號電平 = 靈敏度功率電平 （P敏感性） + 6dB = -95.5dBm

對于LTE 5MHz載波，使用SNR = -1.1dB，這對應于最高水平的組合噪聲和雜散積-96.6dBm。

通過減去所需帶寬中的熱噪聲+噪聲系數來確定最大允許雜散積電平= -98.9dBm（在本例中，減去KTBF = -100.4dBm）。

計算二階互調比，IMR2 = 115dB。

最后，計算IIP2 = +131dBm，如圖2所示。

圖2.OOB +16dBm CW 阻塞器要求 LTE 廣域基站接收器的最低 IIP2 性能為 +131dBm;5MHz間隔使用QPSK，R = 1/3調制。

圖3為簡化的接收器前端框圖，其中描述了通過第一個混頻器的每個級的級增益、二階IP和半中頻選擇性。

圖3.IIP2 LTE示例的簡化框圖說明了MAX19997A的IIP2性能和相關的濾波器選擇性。

級聯IIP2的整體性能由級增益、半中頻頻率下的濾波器選擇性和混頻器IIP2（或2 x 2）性能共同決定。由于混音器主導了整個系列的級聯IIP2性能，因此在以下計算中忽略了其余級的IIP2值。IIP2 因產品陣容中混頻器之前的功率增益值而降級（dB 表示 dB）。實際上，在混頻器前面增加了半中頻頻率的RF選擇性，以提供額外的雜散抑制。在天線上計算的等效IP在不需要的阻塞頻率（以dB為單位）下提高了兩倍的半IF選擇性。之所以出現這種改善，是因為二次諧波失真分量的幅度以所需通道信號的兩倍速率增加。使用在E-UTRA LTE 59GPP接收機設計示例中計算出MAX2A的+19997dBm IIP3值，在天線處計算的級聯IIP2為：

IIP2Cascade = IIP2Mixer - Gain + 2 × Selectivity = +131dBm
IIP2Cascade = +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBm

MAX2A出色的2LO - 19997RF雜散性能在設計中具有重要價值。它可以放寬濾波器選擇性要求，以滿足接收器的半中頻雜散響應（如本例所示），或者在使用額外的濾波器選擇性時提供裕量與規格。

結論

本應用筆記介紹了如何確定所需接收器的半中頻雜散性能，并將混頻器的2 x 2雜散響應值（IMR2）轉換為相應的IIP2值，反之亦然。了解這種二階關系使RF工程師能夠確定所需應用的適當混頻器性能水平。MAX19997A 2.5GHz混頻器和MAX19985A 900MHz混頻器均具有優異的2 x 2 （IP2）性能，降低了對接收器半中頻雜散性能的濾波器要求。這使得這些混頻器成為高性能無線設計的理想選擇。

審核編輯：郭婷