由FET四通道和二極管環組成的無源雙平衡混頻器可用作蜂窩基站收發器中的上變頻器或下變頻器。通過集成緩沖放大器和FET或二極管混頻器內核，實現了需要低電平本振信號的高線性度（IP3）、低噪聲和雜散響應上變頻器和下變頻器。緩沖放大器級中的寬帶噪聲會損害接收和發送的信號。這種噪聲可以通過單個參數來表征和指定。通過為無源混頻器IC引入以dBc/Hz為單位的噪聲參數，用戶可以計算在基站發射和接收應用中使用該IC時與系統相關的損傷。

介紹

理想情況下，蜂窩基站發射器應在自己的頻率分配內傳輸所有功率。這帶來了挑戰，即使沒有由于功率放大器而導致頻譜重新增長。上變頻發射信號中存在的寬帶殘余相位本底噪聲導致與接收器的共址困難。這種寬帶噪聲的電平明顯低于近載波相位噪聲，但它的電平可能足以使共址接收器耳聾。在基站發送器中使用的傳統分立無源二極管或FET混頻器磁芯中，LO端口匹配至50Ω，并且可以在將LO信號施加到LO端口之前濾除寬帶噪聲。在提供內部本振驅動器級的集成混頻器和調制器解決方案中，寬帶輸入噪聲會因內部電路而降低。上變頻信號采用本振緩沖器輸出的頻譜裙和底線。指定和設計LO緩沖器中的較低寬帶噪聲可產生較低的帶外發射噪聲。這將降低前端設備中高Q值發射濾波器和雙工器濾波器的抑制要求。

蜂窩基站接收器在接收微弱帶內信號時必須處理高電平阻塞干擾源。阻塞信號與混頻器內核本振中的噪聲相互混合，并增加IF輸出信號頻帶內的本底噪聲。本文回顧了基站混頻器IC和混頻器中的噪聲，并指定了一個參數來解決用作下變頻器時接收器的單音脫敏問題和用作上變頻器時的帶外寬帶發射噪聲。

基站混頻器

無源二極管和FET環形混頻器一直是基站接收器的主力。這些器件需要大于17 dBm的大型外部本振驅動器才能實現高IP3。圖1顯示了如何在基站接收器中使用無源分立混頻器。它們與驅動表面聲波（SAW）濾波器的分立中頻放大器配合使用，需要分立LO緩沖放大器驅動。雖然有源IC吉爾伯特混頻器具有增益，但它們不能滿足基站苛刻的線性度和噪聲要求[2，3]。然而，最近出現了許多新的硅混頻器IC [7]，具有非常高的線性度（IP3 = 34dBm）和低噪聲（NF = 7dB），以滿足基站的要求。這些混頻器具有內部本振驅動器，無需大信號外部驅動放大器。基于無源混頻器的IC是相互器件，與吉爾伯特單元的IC不同。它們可以用作上變頻器和下變頻器。利用級聯中頻放大器，它們可產生高IP3 （26dBm）和低噪聲系數（<10dB），并具有足夠的增益來抵消接收器中的SAW濾波器損耗。圖2顯示了典型高動態范圍（HDR）混頻器IC的功能框圖。這些器件可在低至 -3dBm 的本振電平下工作。這些集成電路采用小尺寸 5mm x 5mm QFN 封裝，外形尺寸小于分立式封裝。

圖1.基站接收器中的典型二極管環或FET無源混頻器。插圖中顯示的封裝是微型電路? TTT 167（12.7mm x 9.5mm表面積）。

圖2.典型的高動態范圍硅基站接收混頻器IC，采用5mm x 5mm封裝，內置RF和LO巴倫、LO緩沖器、FET或二極管環形混頻器以及IF放大器功能。性能可與分立式混頻器相媲美，實現了更小的尺寸和更多的功能。

混頻器噪聲模型

熱噪聲是接收混頻器中最常用的指定和測量噪聲。它描述了具有50Ω匹配RF輸入端口和-174dBm/Hz （kTo）噪聲功率密度的混頻器的噪聲性能。折合到輸入端的熱噪聲是從混頻器的噪聲系數（10log10F）規格中提取的，

在RF端口存在強RF信號的情況下發生相互混頻。這是噪聲系數測量期間未考慮的額外噪聲。相互混合噪聲 N.rmi所指的輸入可以在特定的阻斷器級別S上進行評估BL.給定進入混頻器的LO本底噪聲L和帶寬B，IF處的相互混合噪聲為

如果干擾源頻率偏移與目標信號的偏移足夠大，則假定相位噪聲平坦。這兩個噪聲源是獨立的[4]，可以如圖3所示求和。在存在阻塞信號的情況下，輸入到輸出的信噪比下降可以表示為

圖3.（a） 射頻阻塞器在功率電平（SBL），以及來自LO端口的寬帶LO噪聲。（b） 表示為兩個獨立的噪聲源，N千i 和 N.rm我。

基站系統對寬帶LO噪聲的要求

接收器主要用于靈敏度和由于其非理想行為而允許的接收障礙。例如，在GSM系統中，基站應該能夠接收具有指定最大允許錯誤率的-104dBm信號。由于存在干擾音，GSM基站接收器靈敏度只能降低3dB。這些干擾音電平及其與載波的偏移如圖4所示。對于帶寬B = 200kHz的GSM系統，阻塞電平為-13dBm（SBL），并且期望信號電平為-101dBm，可以計算寬帶LO噪聲L = 151dBc/Hz[4]。

圖4.GSM系統中的干擾電平與偏移頻率的關系。

允許基站發射機發送符合帶內和帶外信號頻譜模板的信號。GSM還指定-98dBm為接收頻段中允許的最大發射能量[8]。如果基站以43dBc/Hz的寬帶噪聲傳輸20dBm（160W），則-117dBm/Hz（43 -160）會溢出到位于同一位置的接收器中。200kHz的GSM接收頻段（B）的集成噪聲電平為-64dBm。這種噪聲會在接收頻段中產生不必要的干擾，比-4dBm的最小可接收信號電平高出104dB。將發射器和接收器連接到一個天線的雙工器必須提供從-60dBm到遠低于-98dBm的足夠敲擊發射噪聲。發射混頻器IC中產生的寬帶噪聲越多，雙工器中對接收頻段的濾波要求就越多。

基站混頻器IC中寬帶噪聲的特性參數L

接收器外殼

高線性度無源混頻器IC中的本振緩沖放大器設計用于為混頻器內核提供恒定的更高電平驅動，具有不同的輸入信號電平范圍。這些緩沖器的輸出是直接驅動混頻器內核的高電平信號，以實現高線性度（IP3）。無源混頻器IC中使用的飽和本振緩沖器會降低濾波低電平輸入的寬帶信噪比。寬帶本底噪聲可以濾波至-174dBm/Hz。在0dBm信號電平下，ICLO端口輸入端的寬帶信噪比為174dBc。實用的IC本振、大信號緩沖器無法將該比率降低到155dBc/Hz以下，以滿足系統要求。這些緩沖器位于非50Ω系統的芯片內部，我們無法訪問LO緩沖器輸出，但我們仍然可以測量這些緩沖放大器的信噪比下降。接收混頻器中的這種劣化是通過使用阻塞信號并測量50Ω IF端口的噪聲輸出來表征的。公式4中描述的特性參數L（以dBc/Hz為單位）可以從噪聲測量中推導出來[4]。

圖5中的曲線顯示了基于PCS/DCS/UMTS頻段、基于無源混頻器的下變頻器（MAX9994）的RF-IF-SNR下降與阻塞電平的關系。這是公式4與本振噪聲L的函數關系，單位為dBc/Hz。圖中標識了四個不同的噪聲區域。在低RF阻斷器水平下，SNR下降主要是熱的F。熱噪聲是通常指混頻器的“噪聲系數”。隨著阻塞電平的增加，我們看到一個區域2，其中熱噪聲和相互混合的本振噪聲同樣導致SNR下降。區域3是特性的直線部分，其中SNR下降主要由本振噪聲決定?；窘邮栈祛l器設計用于處理區域 3 中的阻塞電平。數據點表明仿真和測量與公式3和4描述的模型之間具有良好的匹配。在區域4中，測量數據與特性曲線之間的偏差很明顯。這是由于簡單模型中未考慮的壓縮效應。

圖5.MAX9994 HDR混頻器IC噪聲隨RF電平變化的特性曲線。曲線的各個區域和主要貢獻者被突出顯示。接收混頻器設計用于曲線直線部分的阻塞電平。

MAX9994下變頻器具有無源混頻器與IF放大器級聯。下變頻器設計為標稱增益為8.5 dB，NF = 9.5dB，P1 dB = 13 dBm，需要220mA直流電流。輸入交調截點（IP3）標稱值為26dBm至27dBm。阻塞條件下的SNR退化可以使用我們的微波雜志文章[4]中描述的設置來測量。信噪比在/信 噪 比外阻塞電平為 5dBm 時為 19 dB。這是通過在阻塞條件下測量下變頻信號的輸出本底噪聲來注意到的。該點位于圖160中的L = -5dBc/Hz曲線上。該區域非常適合表征LO噪聲（L），因為緩沖器-放大器噪聲是累積SNR下降的主要原因，而熱噪聲可以作為一階近似忽略。我們可以交叉檢查19 dBSNR下降產生的LO噪聲。將噪聲與輸入端聯系起來，我們有Ni = -174 + 19 = -155dBm/Hz。由于使用的阻塞電平為5dBm （Si），因此信噪比L = -160dBc/Hz。

變送器外殼

MAX2039采用無源FET混頻器，具有與MAX9994相同的LO緩沖器。MAX9994的IF放大器在內部旁路。該 IC 可用作上變頻器或下變頻器。轉換損耗（Lc） 在這兩種情況下均為 7.0dB。IP3作為下變頻器為34.5dBm，作為上變頻器為33.5dBm。當用作上變頻器時，由“接收器部分”中的接收器測量確定的相同LO噪聲參數也應確定RF端口的寬帶輸出本底噪聲。為此，本振緩沖放大器噪聲（L）與下變頻器中輸入RF阻塞器的相互混頻應與IF信號與最終到達RF發射端口的噪聲（L）的相互混頻相同。如果在MAX9994中使用與MAX2039相同的無源混頻器和緩沖放大器，那么我們應該能夠使用相同的L來推導MAX2039的寬帶發射噪聲。我們的目標是使用接收測量確定的L來推斷發射噪聲并通過測量來驗證發射噪聲。

在特征的區域3中存在阻斷劑的情況下，例如P射頻= 5dBm，中頻放大器未被壓縮。MAX9994中無源混頻器輸出端的本底噪聲較高（P在， mc+ L = 5 - 7 + 160 = -158-dBm/Hz），與IF放大器的輸入折合噪聲（2.5 - 174dBm/Hz）相比。該噪聲被IF放大器放大，最終到達MAX9994的輸出端。因此，MAX9994無源混頻器部分的LO噪聲測量不受IF放大器的干擾。

使用LO噪聲，L = 160dBc/Hz由無源混頻器在接收模式下工作確定，轉換損耗Lc對于混頻器，可以得出以下變送器。對于10dBm的輸入IF信號電平，輸出端有3.0dBm的RF信號，本底噪聲為3 - 160 = -157dBm/Hz。當設置中被22.0 dB的外部RF增益放大時，本底噪聲應產生N外= -135分貝/赫茲。圖6中的測量設置證實了這一點。因此，我們可以使用在[4]中描述的阻塞噪聲測量中推導出的一個參數L（dBc/Hz）來確定發射本底噪聲。

圖6.測量上變頻器的RF輸出噪聲的實驗設置。

結論

我們研究了LO噪聲對基站接收和發射混頻器的影響。具體而言，在緩沖放大器級驅動的倒易FET和二極管內核混頻器上進行本振SNR測量可產生

阻塞條件下下變頻接收器的SNR退化（脫敏），以及

確定作為上變頻器工作時RF輸出端的本底噪聲。

我們已經證明，對于基于基站無源混頻器的IC，一種LO噪聲規格L（dBc/Hz）可以評估發射和接收應用中的系統損傷。

審核編輯：郭婷