作者：ADC

高速模數轉換器 （ADC） 已發展到每秒千兆采樣 （GSPS） 領域，可用帶寬也相應增加。這些性能改進帶來了許多挑戰，其中之一是更復雜的電源要求。例如，2.6 GSPS ADCAD9625需要七個獨立的電源軌，分為三個電壓電平：1.3 V、2.5 V和3.3 V。

完整的ADC電源系統必須高效，適合已經擁擠的PCB，并產生與負載靈敏度相匹配的輸出噪聲。平衡這些需求（通常彼此不一致）是系統設計人員的首要參數優化問題。傳統上，通過將開關穩壓器（噪聲大但高效）與低壓差（LDO）后置穩壓器相結合來解決該問題，后者可能效率相對較低，但它們降低了電源噪聲。圖1顯示了典型系統的框圖。

不幸的是，效率和噪聲性能優化通常以犧牲系統復雜性為代價。圖2顯示了使用μModule靜音開關穩壓器的替代電源系統。該解決方案在更小的空間內為ADC提供安靜的電源，并且比傳統解決方案效率更高。??

考慮噪聲

系統設計人員必須考慮量化負載的靈敏度，并使其與電源噪聲相匹配。通過在電源路徑中使用LDO穩壓器，既可以作為獨立穩壓器（圖2），也可以作為開關穩壓器之后的后置穩壓器，如圖1所示，從而將電源噪聲降至最低。LDO穩壓器能夠抑制輸入電源噪聲，以電源抑制比（PSRR）來衡量。

使用LDO穩壓器改善噪聲性能的代價是效率較低。LDO穩壓器在高降壓比下效率低下，因為它們必須在調整元件上耗散多余的功率，因此使用LDO穩壓器的目標是最小化降壓比以最大限度地提高效率。這就是為什么它們通常用作后置穩壓器，跟隨固有噪聲但高效的開關穩壓器，開關穩壓器最初在LDO穩壓器輸入之前降壓主電源軌。然而，當用作后置穩壓器時，最大化LDO穩壓器的PSRR性能需要額外的裕量，從而進一步降低整體電源效率，尤其是在較高負載下。

圖1.使用開關穩壓器和LDO穩壓器的基準GSPS ADC電源設計（傳統設計）。

圖2.傳統開關穩壓器和LDO電源系統的替代方案，如圖1所示。該設計具有兩個直接為AD9625供電的LTM8065 μModule靜音開關穩壓器。這種設計安靜、更緊湊、更高效 （LTM8065 無濾波設計）。

考慮簡單性和占用空間

傳統的開關穩壓器加LDO系統通常使用分立元件實現，導致PCB占位面積大而復雜，這違背了尺寸經濟和設計簡單性的目標。相比之下，這些目標可以使用μModule穩壓器來實現，由于關鍵穩壓器元件集成在封裝中，尤其是相對較大的電感器，因此可以實現緊湊的PCB解決方案。

此外，μModule穩壓器通常可以處理足夠的負載，允許設計人員在單個μModule輸出上組合等效電壓電源軌。高電流能力還可以在現有的基于μModule穩壓器的設計中添加電源軌，從而簡化設計修改，從而縮短上市時間。

此處所示的基于μModule穩壓器的解決方案高效緊湊，非常適合高性能AD9625 12位2.6 GSPS ADC。電源由 LTM8065 提供，線性電源?靜音開關器 μModule 穩壓器。靜音切換器技術幾乎消除了不可預測和難以濾除的高頻噪聲，從而轉化為與ADC靈敏度完美匹配的電源。

為了針對傳統電源設置測試μModule穩壓器解決方案，AD9625的1.3 V和2.5 V電源軌由LTM8065 2.5 A降壓μModule穩壓器供電。檢查了LTC電源模塊電源軌和輸出頻譜上的ADC電源噪聲靈敏度。

AD9625 ADC的傳統基準電源系統設計

圖3顯示了傳統推薦的AD9625 2.6 GSPS ADC電源設置的部分原理圖。圖3僅顯示了2.5 V電源軌，其中還顯示了每個電源軌的典型電流要求。在一個完整的電源中，七個不同的電源域分為三個電壓電平：1.3 V、2.5 V和3.3 V。圖1中的框圖概述了完整的電源。

在該系統中，開關穩壓器（兩個帶LC濾波器的20 V/6 A降壓轉換器ADP2386）充當3.6 V和2.1 V中間電壓的前置穩壓器。3.6 V輸出穩壓器如圖3所示。這些中間電壓由每個穩壓ADC輸入軌上的LDO穩壓器進一步降壓。LDO穩壓器為ADC提供穩壓，可有效減小開關穩壓器的輸出紋波。

圖3.原理圖顯示了傳統開關穩壓器和LDO系統的三個2.5 V電源軌，用于為AD9625供電。其他四個電源軌未在此處顯示，但在圖1的框圖中表示。

傳統的基線系統成功地產生了調節良好的低噪聲輸出，但代價是復雜性。在電路板上安裝眾多元件可能很困難，而且LDO效率在最高負載下可能會受到影響，從而可能產生熱問題。有沒有更好的方法？有。

LTM8065 μModule 穩壓器，直接為 AD9625 ADC 的 1.3 V 和 2.5 V 電源軌供電

圖4顯示了圖2框圖中概述的替代電源解決方案的完整原理圖。該系統由兩個LTM8065 μModule穩壓器和一個ADP7118 LDO穩壓器組成。LTM8065是一款40 V輸入、2.5 A靜音開關μModule穩壓器，采用耐熱性能增強型緊湊型包覆成型球柵陣列（BGA）封裝。該模塊包括開關控制器、電感器和其他支持組件。LTM8065支持0.97 V至18 V輸出電壓范圍和200 kHz至3 MHz開關頻率范圍，輸出電壓由單個外部電阻器設置。完整穩壓器所需的其他元件只有輸入和輸出電容。

圖4.傳統ADC電源系統的替代方案。這款完整的七軌解決方案為AD9625 2.6 GSPS ADC供電。請注意，完整的原理圖與圖2中的框圖沒有太大區別。

在此解決方案中，LTM8065直接為1.3 V電源軌和2.5 V電源軌供電。3.3 V電源軌直接由ADP7118低噪聲LDO供電，采用12 V電源供電。3.3 V電源軌電流小于1 mA，因此LDO穩壓器兩端的功耗可以忽略不計。

關于負載對電源噪聲的敏感性

ADC的電源靈敏度是設計電源系統時的首要考慮因素。對電源噪聲的敏感性可以通過測量ADC本身的PSRR或從數據手冊中檢索PSRR來確定。有兩種類型的PSRR：靜態PSRR和動態（交流）PSRR。靜態PSRR是電源電壓變化與由此產生的ADC失調誤差變化之比。這不是一個主要問題，因為DC-DC轉換器應該為負載提供良好的調節電壓。另一方面，動態（交流）PSRR是電源設計人員關注的測量值，因為它代表了ADC在一定頻率范圍內衰減電源引腳噪聲的能力。

ADC ac PSRR是通過在電源引腳上注入正弦波信號，同時直接在被測電源引腳上測量注入的正弦波信號幅度（在靠近電源引腳的去耦電容處探測）來獲取的。ADC FFT的本底噪聲上出現相應頻率的數字化雜散。ADC FFT頻譜上注入信號的測量幅度與相應數字化雜散幅度的比值為電源抑制比。圖5顯示了典型交流PSRR測量設置的框圖。

圖5.模數轉換器變頻器測試設置。

使用AD9625 2.6 GSPS ADC，在1.3 V模擬電源軌上主動耦合1 MHz、100 mV峰峰值正弦波。相應的1 MHz數字化雜散出現在ADC的FFT本底噪聲上方，其幅度取決于1 MHz時的PSRR。在這種情況下，在FFT中，在?61.8 dBFS處，轉換器本底噪聲上方出現1 MHz數字化雜散，對應于基準電壓為892 μV p-p，模擬輸入滿量程范圍為1.1 V。

使用公式1計算1 MHz時的交流PSRR得到41 dB的交流PSRR。

其中：
數字化雜散是在ADC FFT中觀察到的雜散，對應于電源引腳上注入的紋波。在這種情況下，雜散為892 μV p–p。

注入紋波是在輸入電源引腳上耦合和測量的正弦波。這里的紋波幅度為100 mV p–p。

LTM8065 μModule 穩壓器，在 1.3 V 電源軌上附加 LC 濾波器為 AD9625 ADC 供電

圖6顯示，與2.5 V AVDD供電軌相比，1.3 V AVDD電源軌更容易受到電源噪聲的影響，特別是在LTM8065的開關頻率范圍（200 kHz至3 MHz）范圍內。圖7顯示了另一種LTM8065解決方案，但為組合的1.3 V電源軌增加了一個低通LC（電感-電容）濾波器。

圖6.AD9625模擬電源輸入的電源抑制比。

圖7.在1.3 V電源軌上增加一個LC濾波器，以進一步降低噪聲。

低通LC濾波器的元件推薦取決于需要多少濾波。對于1.3 V電源軌，至少需要20 dB濾波，以將開關雜散降低到數據轉換器的本底噪聲。采用1.2 μH和4.7 μF的組合，截止頻率約為67 kHz（比LTM8065 1.3 V電源軌的開關頻率低~1倍頻程）。建議使用具有小直流電阻（DCR）的電感器，以防止電感兩端的壓降和功耗過大。

至于電容器，可以使用多層陶瓷電容器（MLCC）。MLCC具有低有效串聯電阻（ESR），可在電容器的自諧振處提供良好的衰減。電容器的最小阻抗由其ESR決定。MLCC還具有低有效串聯電感（ESL），可在高頻下提供出色的去耦性能。

鐵氧體磁珠用于濾除ADC電源軌上開關穩壓器產生的高頻噪聲。它們還為每個組合電源軌提供高頻噪聲隔離。推薦通過磁珠的電流應為鐵氧體磁珠直流額定電流的30%左右或更低，以防止磁芯飽和，這會降低磁珠的有效阻抗和EMI濾波能力。具有低直流電阻的鐵氧體磁珠可最大限度地降低磁珠上的壓降和功耗，尤其是在AVDD 1.3 V等高電流軌下。

評價結果

本文所示的三種電源配置是通過從具有262k個數據點的快速傅里葉變換（FFT）結果中采集AD9625的信噪比（SNR）和無雜散動態范圍（SFDR）來比較的。第一種配置是傳統的基準電源，如圖1所示。第二種配置是未濾波的LTM8065，如圖2所示。第三種配置是LTM8065，在1.3 V電源軌上帶有LC濾波器，如圖7所示。兩種基于 LTM8065 的解決方案均在啟用擴頻調制的情況下運行。

表1顯示了AD9625在三種電源配置下供電時的動態性能。使用了兩種不同的ADC模擬輸入載波頻率（729 MHz和1349 MHz）。當由兩個基于 LTM8065 的電源供電時，ADC 的 SNR 和 SFDR 結果與基準電源的結果相當。數據顯示，LTM8065可以直接為AD9625供電，而無需使用額外的LDO穩壓器，大大簡化了整體解決方案。

仔細檢查1349 MHz附近的頻段，可以發現與LTM8065（對于1.3 V電源軌）的690 kHz開關頻率（擴頻啟用）相關的邊帶雜散，但調制幅度遠小于典型的SFDR規格，如圖8a所示。不過，最好如圖8b所示消除這些邊帶雜散，因此建議在LTM8065解決方案中添加LC濾波器。

圖8.通過比較使用兩種不同電源系統的AD9625 FFT結果，可以看出LC濾波器對1349 MHz載波頻率附近調制雜散的影響：基于μModule穩壓器的電源系統不帶LC濾波器（a）和基于μModule穩壓器的電源系統（b）。

LC濾波器部分前后探測的頻譜輸出如圖9所示，表明噪聲濾波提高了25 dB。

圖9.1.3 V電源軌時的LTM8065頻譜成分（SSFM已啟用）。

擴頻頻率調制（SSFM）通過在覆蓋編程值的范圍內連續改變開關頻率，使其比該值高約20%，從而降低轉換器基波工作頻率處紋波的峰值幅度。SSFM在需要較低峰值EMI/紋波幅度的系統中最有用。SSFM的優勢如圖10所示，其中顯示了LTM8065在SSFM啟用和禁用時1.3 V輸出的頻譜內容。就基頻處的紋波峰值幅度而言，降低約10 dB至12 dB，同時諧波峰值明顯降低。

圖 10.1.3 V電源軌上的LTM8065頻譜內容，SSFM打開和關閉。

使用LTM8065（擴頻關閉）直接為1.3 V電源軌供電會產生高達二次諧波失真的調制峰值，如圖11所示。

圖 11.LTM8065 1.3 V電源軌禁用SSFM的1349 MHz模擬輸入載波的詳細信息。

測量的系統效率

基準電源與采用LC濾波器的LTM8065系統之間的效率比較如圖12所示。LTM8065 電源解決方案將效率提高了 30%。

圖 12.基準電源設計與基于 LTM8065 的系統版本 2 之間的效率比較。

印刷電路板尺寸比較

為了說明μModule穩壓器解決方案的尺寸優勢，在PCB上實現了基于LTM8065的LC濾波器解決方案。然后將所得功率部分的面積與現成的EVAL-AD9625評估板的功率部分進行比較（使用基準電源設計）。

圖13比較了標準EVAL-AD9625評估板（基準電源）和修訂后的AD9625評估板（帶LC濾波器的LTM8065μModule穩壓器）。使用 LTM8065 的電源解決方案組件幾乎完全位于 PCB 的頂部，而現有 EVAL-AD9625 評估板上的分立解決方案要求頂部 （LDO 穩壓器） 和底部 （開關穩壓器） 兩側均采用電源組件。基于 LTM8065 的解決方案將電源占板面積減小了 70% 以上。

圖 13.當使用μModule靜音開關穩壓器代替傳統的控制器/穩壓器時，電源所需的面積大大減少。（a） 采用LTM8065的AD9625修訂版演示板與（b）現成的AD9625評估板進行比較。突出顯示了兩個系統的電源部分。

表 2 比較了基于 LTM8065 的系統和基準電源系統的總體組件數量和組件占板面積。LTM8065 解決方案在大約一半的占板面積內使用不到一半的組件。

結論

LTM8065 μModule 靜音開關穩壓器可為 AD9625 GSPS ADC 供電，與傳統分立式解決方案相比，具有顯著改進，而不會影響 ADC 的動態性能。通過使用LTM8065直接為AD9625的1.3 V和2.5 V電源軌供電，可顯著減少元件數量和電源板空間。

不過，一些過濾會有所幫助。在非常高的模擬輸入頻率下，可以觀察到模擬輸入載波頻率和穩壓器輸出紋波頻率之間的調制效應。由于這種調制效應，邊帶雜散的出現出現在模擬輸入載波周圍，并且在較高的模擬輸入頻率下更為明顯。

1.3 V電源軌上的噪聲是調制效應的罪魁禍首，因為LTM8065穩壓器的開關頻率附近電源抑制較低。雖然調制雜散的幅度不超過無雜散動態范圍規格，但最好使用簡單的LC低通濾波器來降低雜散，以衰減輸出紋波。這樣做會產生一個更干凈的數字化模擬輸入載波，沒有調制邊帶。

μModule穩壓器電源解決方案的系統效率為78%，比現有的AD9625演示板提高了約30%。除了更高的效率 （以及由此帶來的簡化的熱管理）之外，由于完全獨立的 LTM8065 電源的緊湊特性，PCB板面積和組件數量顯著減少。

審核編輯：郭婷