作者：Pablo Perez, Jr. and John Martin Dela Cruz

本信號鏈功率優(yōu)化系列的第1部分討論了如何量化電源噪聲，以確定其影響的信號鏈器件參數(shù)。通過確定信號處理設備可以接受的實際噪聲限制，可以創(chuàng)建優(yōu)化的配電網絡（PDN），而不會影響其產生的信號的完整性。在第2部分中，該方法應用于高速模數(shù)和數(shù)模轉換器，表明將噪聲降低到必要的水平并不總是等同于更高的成本、更大的尺寸和更低的效率。實際上，這些設計參數(shù)可以在一個優(yōu)化的電源解決方案中得到滿足。

本文重點介紹信號鏈的另一部分——RF收發(fā)器。在這里，我們檢查設備對來自每個電源軌的噪聲的靈敏度，以確定哪些需要額外的噪聲過濾。本文提供了一種優(yōu)化的電源解決方案，通過將其SFDR和相位噪聲性能與連接到RF收發(fā)器時的電流PDN進行比較，進一步驗證了該解決方案。

優(yōu)化ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器的電源系統(tǒng)

ADRV9009是一款高度集成的射頻（RF）捷變收發(fā)器，提供雙發(fā)射器和接收器、集成頻率合成器和數(shù)字信號處理功能。該 IC 提供高性能和低功耗的多功能組合，可滿足 3G、4G 和 5G 宏蜂窩時分雙工 （TDD） 基站應用的需求。

圖1.用于ADRV9009雙通道收發(fā)器的標準評估板配電網絡。此設置使用帶有四個LDO后置穩(wěn)壓器的ADP5054四通道穩(wěn)壓器，以滿足噪聲規(guī)格并最大限度地提高收發(fā)器的性能。目標是改進此解決方案。

圖1所示為雙通道收發(fā)器ADRV9009的標準PDN。PDN由一個ADP5054四通道開關穩(wěn)壓器和四個線性穩(wěn)壓器組成。這里的目標是了解配電網絡的哪些性能參數(shù)可以改進，同時產生不會降低收發(fā)器性能的噪聲。

如本系列1、2所示，量化ADRV9009對電源噪聲的靈敏度對于優(yōu)化PDN是必要的。ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器需要五種不同的電源軌，即：

1.3 V 模擬 （VDDA1P3_AN）

1.3 V 數(shù)字 （VDDD1P3_DIG）

1.8 V 發(fā)射器和 BB （VDDA_1P8）

2.5 V 接口 （VDD_INTERFACE）

3.3 V 輔助 （VDDA_3P3）

分析

圖 2 顯示了模擬電源軌（VDDA1P3_AN、VDDA_1P8 和VDDA_3P3）的接收器 1 端口 PSMR 結果。對于數(shù)字電源軌（VDDD1P3_DIG和VDD_INTERFACE），我們用信號發(fā)生器可以產生的最大注入紋波不會在輸出頻譜中產生雜散，因此我們無需擔心最小化這些電源軌上的紋波。調制雜散幅度以dBFS表示，其中最大輸出功率（0 dBFS）相當于50 Ω系統(tǒng)中的7 dBm或1415.89 mV p-p。

圖2.接收器1處ADRV9009收發(fā)器模擬電源軌的PSMR性能。

對于VDDA1P3_AN軌，測量是在收發(fā)器板的兩個不同分支上進行的。請注意，在圖2中，PSMR在<200 kHz紋波頻率下降至0 dB以下，表明這些頻率下的紋波在相同幅度下會產生更高的調制雜散。這意味著在低于200 kHz時，接收器1對VDDA1P3_AN軌產生的最小紋波也非常敏感。

VDDA_1P8軌在收發(fā)器板中分為兩個分支：VDDA1P8_TX和VDDA1P8_BB。VDDA1P8_TX軌在 ~27 dB 附近達到 100 kHz 時的最小 PSMR，對應于 100 kHz 紋波的 63.25 mV p-p，從而產生 2.77 mV p-p 的調制雜散。VDDA1P8_BB在5 MHz紋波頻率下測量的最小值為~11 dB，相當于0.136 mV p-p注入紋波產生的0.038 mV p-p雜散。

VDDA_3P3數(shù)據(jù)顯示，在大約130 kHz及以下時，PSMR低于0 dB，這表明接收器1的RF信號對來自VDDA_3P3的噪聲非常敏感。該電源軌的PSMR隨著頻率的增加而上升，在5 MHz時高達72.5 dB。

總之，PSMR結果表明，在電源軌中，VDDA1P3_AN軌和VDDA_3P3軌噪聲最令人擔憂，對耦合到ADRV9009收發(fā)器接收器1的紋波成分貢獻最大。

圖3.接收器1處ADRV9009收發(fā)器模擬電源軌的PSRR性能。

圖3顯示了ADRV9009在模擬電源軌下的PSRR性能。VDDA1P3_AN的PSRR在1 MHz時為~60 dB平坦，在5 MHz時略微下降至~46 dB。這可以看作是5 MHz紋波的0.127 mV p-p，與調制RF信號一起產生0.001 mV p-p雜散。

ADRV9009 VDDA1P8_BB軌的PSRR在5 MHz時觸底為~47 dB，而VDDA1P8_TX軌的PSRR不會低于~80 dB。在低于1 MHz的頻譜中，VDDA_3P3的PSRR高于所示的90 dB。測量被削波在90 dB，因為高達1 MHz的最大注入紋波為20 mV p-p，不足以產生高于本振本底噪聲的雜散。該電源軌的PSRR高于1 MHz以下顯示的值，隨著頻率的增加，它在4 MHz時降至76.8 dB，這是10 kHz至10 MHz范圍內的最低值。

與PSMR結果類似，PSRR數(shù)據(jù)顯示，耦合到本振頻率的大部分噪聲，特別是高于1 MHz的噪聲，來自VDDA1P3_AN軌和VDDA_3P3軌。

為了確定電源是否滿足噪聲要求，測量直流電源的紋波輸出，從而在100 Hz至100 MHz頻率范圍內繪制波形，如圖4所示。在此頻譜中，增加了一個疊加層：邊帶雜散將在調制信號中出現(xiàn)的閾值。疊加數(shù)據(jù)是通過在幾個參考點將正弦紋波注入指定的電源軌獲得的，以查看產生邊帶雜散的紋波水平，如本系列第1部分所述。

圖4至圖6所示的閾值數(shù)據(jù)適用于收發(fā)器最敏感的三個電源軌。顯示了各種DC-DC轉換器配置的電源軌頻譜，啟用和不啟用擴頻頻率調制（SSFM）或通過LDO穩(wěn)壓器或低通（LC）濾波器進行額外濾波。這些波形在電源板上測量，以便為大于或等于低于噪聲限值6 dB的額外裕量留出空間。

圖4.為VDDA1P3_AN軌供電的 LTM8063 （各種配置） 的輸出噪聲頻譜，以及該供電軌的最大允許紋波。

測試

圖 4 示出了 LTM8063 μModule 穩(wěn)壓器的各種配置的VDDA1P3_AN軌的雜散門限以及測得的噪聲頻譜。如圖 4 所示，使用 LTM8063 直接為電源軌供電并禁用擴頻頻率調制 （SSFM） 時，會在 LTM8063 的基波工作頻率處產生紋波，并產生超過門限的諧波。特別是，紋波在1.1 MHz時超出限值0.57 mV，表明需要后置穩(wěn)壓器和濾波器的某種組合來抑制來自開關穩(wěn)壓器的噪聲。?

如果僅添加一個LC濾波器（無LDO穩(wěn)壓器），則開關頻率處的紋波剛好達到最大允許紋波，可能沒有足夠的設計裕量來確保收發(fā)器的最佳性能。添加一個 ADP1764 LDO 后置穩(wěn)壓器并開啟 LTM8063 的擴頻模式可降低整個頻譜內的基波開關紋波幅度及其諧波，并降低 1/f 區(qū)域 SSFM 引起的噪聲峰值。通過打開SSFM并添加LDO穩(wěn)壓器和LC濾波器，可以降低開關動作引起的剩余噪聲，從而從最大允許紋波中留下~18 dB裕量，從而獲得最佳結果。

擴頻調頻在更寬的頻帶上傳播噪聲，從而降低開關頻率及其諧波處的峰值和平均噪聲。這是通過3 kHz三角波上下調制開關頻率來實現(xiàn)的。這在3 kHz處引入了新的紋波，由LDO穩(wěn)壓器處理。

當SSFM使能時，產生的低頻紋波及其諧波在圖5和圖6所示的VDDA_1P8和VDDA_3P3輸出頻譜中分別很明顯。如圖5所示，啟用SSFM的LTM8074的噪聲頻譜為VDDA_1P8軌的最大允許紋波提供最小~8 dB裕量。因此，無需后置穩(wěn)壓器濾波即可滿足該電源軌的噪聲要求。

圖5.LTM8074 （SSFM 接通時） 為VDDA_1P8軌供電的輸出噪聲頻譜，以及該供電軌的最大允許紋波。

圖6.為VDDA_3P3軌供電的 LTM8074 （在各種配置中） 的輸出噪聲頻譜，以及該供電軌的最大允許紋波。請注意，電源軌對低頻紋波的敏感性，因為這種噪聲可能會在3.3 V供電時鐘中引起相位抖動。

圖6顯示了LTM8074 μModule穩(wěn)壓器各種配置的噪聲頻譜，以及3.3 V VDDA_3P3軌的最大噪聲要求。對于該電源軌，我們將使用 LTM8074 靜音開關器 μModule 穩(wěn)壓器來檢查結果。僅 LTM8074 配置（無濾波器或 LDO 后置穩(wěn)壓器）會產生超過限值的噪聲，無論擴頻模式是使能還是禁用。?

兩種替代配置的結果符合噪聲規(guī)格，裕量為>6 dB：未使能SSFM的LTM8074加上一個LC濾波器，以及帶LDO后置穩(wěn)壓器的SSFM啟用的LTM8074。雖然兩者都滿足了足夠裕量的要求，但LDO后置穩(wěn)壓器解決方案在這方面具有優(yōu)勢。這是因為VDDA_3P3軌還提供3P3V_CLK1時鐘電源，因此降低1/f噪聲相對更重要，因為如果不加以解決，這里的噪聲可能會轉化為本振中的相位抖動。

圖7.一款針對采用LTM8063和LTM8074 μModule穩(wěn)壓器的ADRV9009收發(fā)器的優(yōu)化PDN。

優(yōu)化的解決方案

根據(jù)上述測試結果，圖7顯示了一種優(yōu)化的解決方案，在ADRV9009收發(fā)器板上使用時，可提供>6 dB的噪聲容限。

表 1 顯示了優(yōu)化后的 PDN 與標準 PDN 的比較。組件面積減少29.8%，效率從65.7%提高到69.9%，整體節(jié)能0.6W。

為了驗證這種優(yōu)化電源解決方案在系統(tǒng)噪聲性能方面的功效，我們進行了相位噪聲測量。圖7中的優(yōu)化解決方案與控制案例進行了比較，控制案例是ADRV9009評估板的工程發(fā)布版本，即使用圖1所示PDN的AD9378評估板。使用相同的電路板，但使用PDN，如圖7所示，并比較了相位噪聲結果。理想情況下，優(yōu)化的解決方案滿足或超過數(shù)據(jù)手冊參考圖。

圖8.AD9378在LO = 1900 MHz、PLL帶寬 = 425 kHz、穩(wěn)定性= 8時，ADP5054與μModule器件的PSU之間的相位噪聲性能比較。

圖8顯示了采用基于標準ADP5054電源的AD9378評估板的相位噪聲結果與使用基于LTM8063和LTM8074的電源的同一評估板的相位噪聲結果的比較。μModule電源解決方案的性能略好，約為2 dB，優(yōu)于ADP5054電源解決方案。如圖8和表2所示，由于外部本振使用了低相位噪聲信號發(fā)生器，兩種電源解決方案的測量結果明顯低于數(shù)據(jù)手冊規(guī)格。

使用兩種電源解決方案的收發(fā)器SFDR測量結果（如表3所示）顯示了兩種電源解決方案的性能相當，但LO = 3800 MHz除外，其中ADP5054的開關紋波開始在載波信號輸出頻譜上產生調制雜散，如圖9所示。

圖9.變送器1載波信號和雜散頻率是由于電源開關頻率引起的。測量是在LO = 3800 MHz，F(xiàn)bb = 7 MHz，–10 dBm下進行的。

結論

不同應用的不同要求可能需要進一步改進或改變評估板的配電網絡。能夠量化信號處理IC的噪聲要求，為設計其電源甚至優(yōu)化現(xiàn)有電源解決方案提供了一種更有效的方法。對于ADRV9009等高性能RF收發(fā)器，在PDN中設置噪聲注入以確定可容忍的電源噪聲量有助于我們在空間要求、效率以及關鍵的熱性能方面改善當前的PDN。請繼續(xù)關注此電源系統(tǒng)優(yōu)化系列，了解后續(xù)條目。

審核編輯：郭婷