前言背景：

英飛凌最近推出了系列650V混合SiC單管(TO247-3pin和TO-247-4pin)。用最新的650V/SiC/G6/SBD續(xù)流二極管，取代了傳統(tǒng)Si的Rapid1快速續(xù)流二極管，配合650V/TS5的IGBT芯片(S5/H5)，進一步優(yōu)化了系統(tǒng)效率、性能與成本之間的微妙平衡。

IGBT混搭SiC SBD續(xù)流二極管，在硬換流的場合，至少有兩個主要優(yōu)勢：

沒有Si二極管的反向恢復損耗Erec

降低30%以上IGBT的開通損耗Eon

因此，在中小功率光伏與UPS等領域，誠乃極具性價比之選。

上個回合，我們已仿真分析過SiC MOSFET開關特性與寄生導通問題；這一次，我們將再次利用英飛凌強大且豐富的器件SPICE模型，同樣在Simetirx的仿真環(huán)境里，看看不同類型的續(xù)流二極管，對IGBT開通特性及Eon的影響。

特別提醒仿真只是工具，仿真無法替代實驗，仿真只供參考，切勿癡迷迷信。

選取仿真研究對象

01

IGBT：650V/50A/S5、TO247-4pin(免去發(fā)射極電感對開通的影響)

FWD：650V/30A/50A Rapid1二極管和650V/20A/40A SiC/G6/SBD二極管

Driver IC：1EDI20I12AF驅(qū)動芯片，隔離單通道，適合快速IGBT和SiC驅(qū)動

搭建仿真電路

02

如下圖1所示，搭建了雙脈沖仿真電路，溫度設為常溫。

驅(qū)動回路

驅(qū)動芯片(1EDI20I12AF)，對下管Q1(IKZ50N65ES5)門級的開關控制，與上管D1續(xù)流二極管進行換流。參照Datasheet的條件，驅(qū)動IC原邊5V供電及5V的控制信號，驅(qū)動IC輸出的驅(qū)動電壓15V/0V給到Q1的門級，驅(qū)動電阻Rgon和Rgoff都設置為23.1Ω，再假設20nH左右的門級PCB走線電感。

主回路部分

設置母線電壓400V，在器件外的上管、下管和母線附近各設置10nH，總共30nH(參照規(guī)格書中的雙脈沖測試條件，Lσ=30nH)。根據(jù)仿真中的驅(qū)動脈沖寬度與開關電流要求，設置雙脈沖的電感參數(shù)。

圖1：雙脈沖仿真電路圖

仿真結(jié)果分析

03

根據(jù)上述電路，通過選取不同的續(xù)流二極管D1的型號進行仿真，對比觀察Q1的IGBT在開通過程的變化。如圖2和圖3所示，在IGBT的開通過程中，當續(xù)流管D1的型號從650V/50A/Rapid1切換到650V/40A/SiC/G6/SBD后，開通電流Ic的電流尖峰(由D1的反向恢復電荷Qrr形成)，從虛線(50A/Rapid1)的巨大包絡，顯著變?yōu)閷嵕€(40A/SBD)的小電流過沖；同時電壓Vce在第二段的下降速度也明顯加快，使得電流Ic與電壓Vce的交疊區(qū)域變小。因此，體現(xiàn)在開通損耗Eon上，前者虛線(50A/Rapid1)為Eon=430uJ，降為實線(40A/SBD)的Eon=250uJ，占比為58%，即Eon降幅約40%。

圖2：雙脈沖仿真開關特性波形(650V/50A/Rapid1)

圖3：雙脈沖仿真開通波形對比(Rapid1/50A VS SiC/G6/SBD/40A)

圖4：雙脈沖仿真開通波形對比(不同電流規(guī)格二極管的對比)

為了進一步驗證二極管D1的影響，分別用兩種不同電流進行橫向?qū)Ρ取Ｓ缮鲜鰣D4的仿真結(jié)果可見：同為650V/SiC/G6/SBD二極管的Qrr本身很小，不同電流規(guī)格(40A和20A)，其Ic電流尖峰和開通損耗Eon都很接近。相對而言，50A和30A的650V/Rapid1的二極管，才能體現(xiàn)出一定的差異。

以上仿真是在門級電阻Rgon=23.1Ω、驅(qū)動電壓Vge=15V/0V和外部電感Lσ=30nH的條件下進行的，如果采用不同門級電阻Rgon=18Ω或35Ω、Vge=15V/-8V和不同外部電感(如Lσ=15nH)時，從Rapid1/50A到SiC/G6/SBD/40A，IGBT開通損耗Eon的變化趨勢又將如何呢？

圖5：門級電阻Rgon為18Ω和35Ω時，SiC/G6/SBD/40A對Eon的影響

圖6：外部電感Lσ=15nH時，

SiC/G6/SBD/40A對Eon的影響

圖7：在門級電壓Vge=15V/-8V時，

SiC/G6/SBD/40A對Eon的影響

由上述幾組仿真結(jié)果來看，在一定門級電阻Rgon范圍，一定外部電感條件Lσ，以及不同門級電壓Vge時，均可以看到650V/40A/SiC/SBD二極管，給IGBT開通帶來約50%左右的Eon損耗降低。

心動不如行動，

趕緊跑一把仿真，

感受一下650V混合SiC的魅力吧！

文章最后，再為大家奉上一個仿真小彩蛋：

選擇Vge=15V/0V與Vge=15V/-8V，對650V/50A/S5的TO247-4pin的單管的開關損耗Eon/Eoff有影響嗎？

圖8：不同Vge電壓對650V/S5/50A+Rapid1/50A開關特性的影響

圖9：不同Vge電壓對650V/S5/50A+SiC/G6/SBD/40A開關特性的影響

在圖8和圖9中，虛線表示Vge=15V/0V，而實線表示Vge=15V/-8V；粗略來看，對Eon的影響可以忽略，而對Vge的負壓，可以減少Eoff差不多有50%（以Vce尖峰作為代價）！仿真雖然無法定量，至少可以定性地提醒大家，在設計與實測的時候，不要隨意忽視Vge對開關特性的影響，尤其是快速型的IGBT。

期望上述的仿真分析，對大家深入理解650V混合SiC的開關特性有所幫助。

編輯：jq