多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法研究??

摘要：多電平變換器作為一種應(yīng)用于高壓大功率變換場(chǎng)合的新型變換器，其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和PWM控制方法是當(dāng)前的一個(gè)研究熱點(diǎn)。基于電平箝位方式對(duì)多電平變換電路進(jìn)行了分類(lèi)，比較了“二極管或電容箝位”和“使用獨(dú)立直流電源箝位”兩類(lèi)典型多電平電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)，并將現(xiàn)有的多電平PWM控制方法根據(jù)其優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行了比較，指出了其適用范圍。

關(guān)鍵詞：多電平；脈寬調(diào)制；電平箝位；拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；控制策略

1? 引言

??? 近年來(lái)，應(yīng)用于高壓大功率領(lǐng)域的多電平變頻器引起了電力電子行業(yè)的極大關(guān)注。由于受電力電子器件電壓容量的限制，傳統(tǒng)的兩電平變頻器通常采用“高—低—高”方式經(jīng)變壓器降壓和升壓來(lái)獲得高壓大功率，或采用多個(gè)小容量逆變單元經(jīng)多繞組變壓器多重化來(lái)實(shí)現(xiàn)，這使得系統(tǒng)效率和可靠性下降。因而，人們希望實(shí)現(xiàn)直接的高壓逆變技術(shù)。基于電力電子器件直接串聯(lián)的高壓變頻器對(duì)動(dòng)靜態(tài)的均壓電路要求較高，并且輸出電壓高次諧波含量高，需設(shè)置輸出濾波器。多電平逆變電路的提出為解決上述問(wèn)題取得了突破性的進(jìn)展。

??? 多電平逆變器的一般結(jié)構(gòu)是由幾個(gè)電平臺(tái)階合成階梯波以逼近正弦輸出電壓。這種逆變器由于輸出電壓電平數(shù)的增加，使得輸出波形的諧波含量減小，開(kāi)關(guān)所承受的電壓應(yīng)力減小，無(wú)需均壓電路，可避免大的dv/dt所導(dǎo)致的電機(jī)絕緣等問(wèn)題。1977年德國(guó)學(xué)者Holtz首次提出了利用開(kāi)關(guān)管來(lái)輔助中點(diǎn)箝位的三電平逆變器主電路，1980年日本的A.Nabae等人對(duì)其進(jìn)行了發(fā)展^[1]，提出了二極管箝位式逆變電路。Bhagwat和Stefanovic在1983年進(jìn)一步將三電平推廣到多電平的結(jié)構(gòu)^[2]。多電平逆變器主要應(yīng)用在高壓大功率電機(jī)調(diào)速、無(wú)功補(bǔ)償、有源濾波等領(lǐng)域。

??? 本文在電平箝位基礎(chǔ)上對(duì)多電平逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分類(lèi)，分析了幾種典型多電平電路拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)；對(duì)幾種多電平電路的PWM控制方法進(jìn)行了比較分析，討論了各種方法適用的主電路結(jié)構(gòu)。

2? 多電平逆變電路的主電路拓?fù)浞治?

??? 至今已提出多電平逆變電路的多種主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，目前應(yīng)用較為廣泛的幾種按照電壓箝位方式可以分為兩大類(lèi)：

??? 1）使用無(wú)源元器件如二極管或電容箝位的多電平逆變電路拓?fù)洌ǘO管箝位式、電容懸浮式、電容電壓自平衡式3種；

??? 2）使用獨(dú)立直流電源箝位的多電平逆變電路拓?fù)洌üβ蕟卧?lián)和混合單元串聯(lián)2種。

2.1? 二極管或電容箝位的多電平逆變電路拓?fù)?

2.1.1? 二極管箝位式多電平逆變電路

??? 二極管箝位式多電平逆變電路的特點(diǎn)是采用多個(gè)二極管對(duì)相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行箝位，同時(shí)利用不同的開(kāi)關(guān)組合輸出所需的不同電平。圖1是二極管箝位式5電平逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它具有4個(gè)電容，能輸出5電平的相電壓，線電壓為9電平。對(duì)于M電平電路，直流側(cè)需M－1個(gè)電容，能輸出M電平的相電壓，線電壓為(2M－1)電平。它的輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率都大大減小。這種結(jié)構(gòu)有顯著的優(yōu)點(diǎn)，即利用二極管進(jìn)行箝位，解決了功率器件串聯(lián)的均壓?jiǎn)栴}。

圖 1 二 極 管 箝 位 式 5電 平 逆 變 電 路

Fig.1 Three phases five levels diode neutral point clamped converter

??? 但是，二極管箝位式多電平變頻器也有如下缺點(diǎn)。

??? 1）雖然開(kāi)關(guān)器件被箝位在V_dc/(M－1)電壓上，但是二極管卻需要不同倍數(shù)的V_dc/(M－1)反向耐壓。如果使二極管的反向耐壓與開(kāi)關(guān)器件相同，則需要多管串聯(lián)，如圖2(a)所示，其數(shù)目為(M－1)(M－2)/2，當(dāng)M很大時(shí)，增加了實(shí)際系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)難度。

??? 2）當(dāng)逆變器只傳輸無(wú)功功率時(shí)，電容器在半個(gè)周期內(nèi)由相等的充電和放電來(lái)平衡電容電壓。但是當(dāng)逆變器傳輸有功功率時(shí)，由于各個(gè)電容的充電時(shí)間不同，將形成不平衡的電容電壓。

??? 上述的二極管箝位式多電平逆變電路中的二極管承受電壓不均勻，若按照最大值選擇則造成浪費(fèi)，如果多管串聯(lián)又會(huì)產(chǎn)生均壓?jiǎn)栴}。因此，在1999年Xiaoming Yuan提出了一種新的結(jié)構(gòu)^[3]，如圖2(b)所示。它的器件個(gè)數(shù)和開(kāi)關(guān)控制的方法和原來(lái)的結(jié)構(gòu)完全相同，只有二極管的放置位置不同。該結(jié)構(gòu)不但將開(kāi)關(guān)管的電位箝位在單個(gè)電容電壓，而且箝位二極管也被箝位在單個(gè)電容電壓以?xún)?nèi)，從而解決了箝位二極管承受電壓不均的問(wèn)題。

（ a） 二 極 管 串 聯(lián) 箝 位? （ b） 二 極 管 自 箝 位

(a) Series diodes clamped converter? （ b） Diodes self? clamped converter

圖 2 二 極 管 箝 位 的 新 結(jié) 構(gòu)

Fig.2 New topology of diodes clamped convertor

2.1.2? 電容懸浮式多電平逆變電路

??? 在1992年，T.A.Meynard和H.Foch提出了如圖3所示結(jié)構(gòu)。它的特點(diǎn)是箝位二極管被箝位電容所代替，直流側(cè)電容不變，其工作原理與二極管箝位式逆變器相似。M電平逆變器可輸出M電平相電壓，(2M－1)電平的線電壓。

圖 3 電 容 懸 浮 式 5電 平 逆 變 電 路

Fig.3 Three phases five levels capacitance neutral point clamped converter

??? 這種結(jié)構(gòu)相對(duì)于二極管箝位式逆變器的優(yōu)點(diǎn)是：

??? 1）在電壓合成方面，開(kāi)關(guān)狀態(tài)的選擇具有更大的靈活性；

??? 2）由于電容的引進(jìn)，可通過(guò)在同一電平上不同開(kāi)關(guān)的組合，使直流側(cè)電容電壓保持均衡；

??? 3）可以控制有功功率和無(wú)功功率的流量，因此可用于高壓直流輸電。

??? 但是，這種拓?fù)湟灿腥秉c(diǎn)：

??? 1）對(duì)于這種結(jié)構(gòu)，M電平的逆變器每個(gè)橋臂就需要(M－1)(M－2)/2個(gè)電容，再加上直流電源的M－1個(gè)電容，大量的電容使得系統(tǒng)成本高且封裝不易；

??? 2）控制方法非常復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來(lái)很困難；

??? 3）存在電容的電壓不平衡問(wèn)題。

2.1.3? 電容電壓自平衡式逆變器

??? 這種結(jié)構(gòu)是2000年由Peng Fangzheng首次提出的^[4]，是以電容箝位的半橋結(jié)構(gòu)為基本單元組成的。多級(jí)電路是由基本單元按金字塔結(jié)構(gòu)形成的。圖4為5電平的電容電壓自平衡式逆變器。在圖4中，開(kāi)關(guān)器件S_p1，S_p2，S_p3，S_p4，S_n1，S_n2，S_n3，S_n4和二極管D_p1，D_p2，D_p3，D_p4，D_n1，D_n2，D_n3，D_n4用來(lái)在輸出端輸出所需電平，其他開(kāi)關(guān)器件、二極管和電容用于電平箝位以實(shí)現(xiàn)單元的自動(dòng)均壓。

圖 4 電 容 電 壓 自 平 衡 式 5電 平 逆 變 器 單 相 電 路

Fig.4 Five levels self? voltage balancing converter

??? 這種結(jié)構(gòu)與以上所述的二極管箝位式和電容箝位式結(jié)構(gòu)比較有以下優(yōu)點(diǎn)：

??? 1）實(shí)現(xiàn)了電容電壓的自動(dòng)箝位，不需要復(fù)雜的電容電壓平衡控制算法；

??? 2）將此結(jié)構(gòu)的輸出端和輸入端交換，可以用相同電路實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)，所以，這種結(jié)構(gòu)應(yīng)用范圍廣泛，可以實(shí)現(xiàn) DC/DC， DC/AC， AC/DC的功率轉(zhuǎn)換。

??? 該結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)：

??? 1）當(dāng)電平增加時(shí)，所需要的電容和功率開(kāi)關(guān)數(shù)目都會(huì)增加許多，使得系統(tǒng)的成本和體積增大；

??? 2）由于使用了大量的功率開(kāi)關(guān)和箝位電容，使得電路在工作時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗增大；

??? 3）隨著電路級(jí)數(shù)的增加，由于功率開(kāi)關(guān)的通態(tài)壓降引起的每級(jí)電壓降落將越來(lái)越明顯。

2.2? 具有獨(dú)立直流電源的級(jí)聯(lián)式多電平逆變器

??? 以上使用無(wú)源元器件箝位的多電平逆變器拓?fù)涠际遣捎冒霕蚪Y(jié)構(gòu)，下面分析的功率單元串級(jí)逆變電路^[5]和混合單元的串級(jí)逆變電路，其基本單元都是基于全橋結(jié)構(gòu)的。級(jí)聯(lián)式多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是將進(jìn)行了相對(duì)位移的復(fù)合H橋逆變器模型串聯(lián)起來(lái)，通過(guò)合成輸出多電平電壓波形。

2.2.1? 功率單元串聯(lián)逆變電路

??? 以基本單元為基礎(chǔ)，根據(jù)系統(tǒng)對(duì)輸出電壓、電平數(shù)的要求可決定串聯(lián)的單元數(shù)。每相串聯(lián)的單元數(shù)為M，則輸出相電壓波形所含電平數(shù)為2M＋1，輸出線電壓波形所含電平數(shù)為4M＋1。圖5是Y型連接的三相七電平串級(jí)電路結(jié)構(gòu)。

圖 5 Y型 連 接 的 三 相 7電 平 串 級(jí) 逆 變 器 電 路

Fig.5 Connected shape three phases seven levels cascade converter

??? 相對(duì)于傳統(tǒng)中點(diǎn)箝位逆變電路，串級(jí)逆變電路有下列優(yōu)點(diǎn)：

??? 1）直流側(cè)采用相互分離的直流電源，不存在電壓均衡問(wèn)題；

??? 2）結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單清晰，控制方法相對(duì)簡(jiǎn)單，可分別對(duì)每一級(jí)進(jìn)行PWM控制；

??? 3）H橋單元結(jié)構(gòu)，為模塊化設(shè)計(jì)、制造帶來(lái)方便，另外，當(dāng)H橋出現(xiàn)故障，可將其旁路，余下的單元可以繼續(xù)工作。

??? 這種結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)在于：每個(gè)單元需要一個(gè)獨(dú)立的直流電源。隨著電平數(shù)的增加，串級(jí)電路單元使用的直流電源數(shù)也將大量增加。

2.2.2? 混合單元串聯(lián)逆變電路

??? 通常，開(kāi)關(guān)速度快的器件（例如MOSFET、IGBT）的電壓容量比較低，而高電壓容量的器件（例如GTO、IGCT、IEGT）的開(kāi)關(guān)頻率又較低。為了用更少的單元得到更多的電平，基于“混合功率單元[6]”的串級(jí)逆變電路得到了發(fā)展。這種結(jié)構(gòu)是傳統(tǒng)功率單元串聯(lián)逆變電路的推廣。

??? 文獻(xiàn)[7]提出了對(duì)2個(gè)獨(dú)立單元的直流箝位電源采用電壓比為1：2，一個(gè)單元使用IGBT，另一個(gè)單元使用IGCT的混合串級(jí)逆變電路，IGCT單元上的電壓2倍于IGBT單元，如圖6所示。在控制上，以基波開(kāi)關(guān)IGCT，以PWM方式調(diào)制IGBT。比起功率單元串級(jí)電路，這種混合單元的串級(jí)電路有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)：由于2個(gè)單元預(yù)先給定的電壓不同，IGBT單元和IGCT單元可以通過(guò)控制各自功率器件的開(kāi)斷來(lái)相互協(xié)調(diào)，從而實(shí)現(xiàn)單相7電平的輸出。這種結(jié)構(gòu)達(dá)到了用更少的單元得到更多電平的目的。

圖 6 IGBT和 IGCT組 成 的 混 合 單 元

Fig.6 Hybrid cell with IGBT and IGCT

??? 該混合單元輸出各個(gè)電平時(shí)兩個(gè)單元的開(kāi)關(guān)狀態(tài)如表1所示。

表1? 電壓比為1：2時(shí)輸出電平狀態(tài)

Table 1 The output level status when voltage ratio as 1:2

??? 類(lèi)似的，可以將兩個(gè)單元的電壓比設(shè)為1：3，控制方法與1：2的結(jié)構(gòu)類(lèi)似。開(kāi)關(guān)狀態(tài)如表2所示。

表2? 電壓比1：3時(shí)輸出電平狀態(tài)

Table 2 The output level status when voltage ratio as 1:3

3? 多電平逆變電路的控制方法

??? 過(guò)去的20年中，人們提出了大量的多電平變換器PWM方法，其中大多數(shù)已獲得了實(shí)際應(yīng)用。這些控制方法可分為兩大類(lèi)：三角載波PWM技術(shù)和直接數(shù)字技術(shù)（空間電壓矢量法SVPWM），它們都是2電平PWM在多電平中的擴(kuò)展。

3.1? 三角載波PWM方法

3.1.1? 消諧波PWM（SHPWM）法

??? 消諧波PWM法^[8]的原理是電路的每一相使用一個(gè)正弦調(diào)制波和幾個(gè)三角波進(jìn)行比較，在正弦波與三角波相交的時(shí)刻，如果正弦波的幅值大于某個(gè)三角波的值，則開(kāi)通相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件，否則，則關(guān)斷該器件。為了使M－1個(gè)三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們?cè)诳臻g上是緊密相連且對(duì)稱(chēng)地分布在零參考量的正負(fù)兩側(cè)。消諧波PWM是2電平三角載波PWM在多電平中的擴(kuò)展。

3.1.2? 開(kāi)關(guān)頻率最優(yōu)PWM（SFOPWM）法

??? 開(kāi)關(guān)頻率最優(yōu)法^[8]是Steinke提出的，它和SHPWM法類(lèi)似，也是由2電平三角載波PWM擴(kuò)展而來(lái)。它的載波要求與SHPWM法相同，不同的是它在正弦調(diào)制波中注入了零序分量。對(duì)于一個(gè)三相系統(tǒng)，這個(gè)零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大值和最小值的平均值，所以SFOPWM的調(diào)制波是三相正弦波減去零序分量后所得到的波形。這種方法通過(guò)在調(diào)制波中注入零序分量而使得電壓調(diào)制比達(dá)到1.15。但是該方法只能用于三相系統(tǒng)。因?yàn)樵趩蜗嘞到y(tǒng)中注入的零序分量無(wú)法互相抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，而在三相系統(tǒng)中就不會(huì)有這種問(wèn)題。實(shí)際上，這種零序分量注入的方法在本質(zhì)上與電壓空間矢量法是一致的，它相當(dāng)于零矢量在半開(kāi)關(guān)周期始末兩端均勻分布的空間電壓矢量法^[9]。所以，SFOPWM法可以看成是2電平空間電壓矢量法在多電平變換器控制中的推廣。

3.1.3? 三角波移相PWM（PSPWM）法

??? 三角載波移相PWM法^[10]是一種專(zhuān)門(mén)用于級(jí)聯(lián)型多電平變換器的PWM方法。這種控制方法與SHPWM方法不同，每個(gè)模塊的SPWM信號(hào)都是由一個(gè)三角載波和一個(gè)正弦波比較產(chǎn)生，所有模塊的正弦波都相同，但每個(gè)模塊的三角載波與它相鄰模塊的三角載波之間有一個(gè)相移，這一個(gè)相移使得各模塊所產(chǎn)生的SPWM脈沖在相位上錯(cuò)開(kāi)，從而使得各模塊最終疊加輸出的SPWM波的等效開(kāi)關(guān)率提高到原來(lái)的K_eff倍，在不提高開(kāi)關(guān)頻率的條件下大大減小了輸出諧波。

3.1.4? 三角載波移相——開(kāi)關(guān)頻率最優(yōu)PWM（PS－SFOPWM）法

??? 這是對(duì)3.1.2和3.1.3所述方法的推廣^[11]，將PSPWM法和SFOPWM法相結(jié)合，三角載波采用PSPWM中的方法，調(diào)制波采用SFOPWM中的方法來(lái)確定。這種新的方法兼具PSPWM和SFOPWM的優(yōu)點(diǎn)，在相同的開(kāi)關(guān)頻率下，等效開(kāi)關(guān)頻率提高到原來(lái)的K_eff倍，電壓調(diào)制比提高到1.15倍。但是同時(shí)，這種方法又受到PSPWM法和SFOPWM法的局限性的限制，因此，PS－SFOPWM最適用于三相級(jí)聯(lián)型多電平變換電路。

3.2? 空間電壓矢量PWM方法

??? 多電平PWM的空間電壓矢量法與其它方法比較是較為優(yōu)越和應(yīng)用廣泛的一種，其優(yōu)越性表現(xiàn)在：在大范圍的調(diào)制比內(nèi)具有很好的性能，無(wú)其它控制方法所需存儲(chǔ)的大量角度數(shù)據(jù)，并且母線利用率高^[12]。多電平空間矢量PWM是根據(jù)2電平空間矢量控制法推廣得到的，可以認(rèn)為多電平空間矢量控制思想與2電平是一致的。對(duì)某一個(gè)空間電壓矢量，是用該區(qū)域相應(yīng)的電壓矢量適時(shí)切換合成所得。所不同的是多電平的電壓矢量更密集，模大小可選擇的種類(lèi)更多，合成時(shí)過(guò)渡更自然，合成的磁鏈更接近圓磁場(chǎng)，因而控制更精確，輸出電壓諧波更小。但是，這樣也帶來(lái)了控制上的復(fù)雜性，當(dāng)應(yīng)用于5電平以上的多電平電路時(shí)其控制算法將變得非常復(fù)雜。另外，若采用傳統(tǒng)的“最近三矢量”還會(huì)出現(xiàn)“窄脈沖”問(wèn)題。針對(duì)電路復(fù)雜這一問(wèn)題，文獻(xiàn)[13]提出了一種新型的多電平最優(yōu)空間矢量PWM控制方案，這種方法基于空間矢量PWM控制思想，從三相參考電壓到8個(gè)待選的空間矢量和參考電壓矢量，然后選擇與參考電壓矢量最接近的空間矢量。這種方法不受電平數(shù)增加的影響，解決了算法隨著電平的增加而非常復(fù)雜的問(wèn)題。對(duì)于“窄脈沖”問(wèn)題，文獻(xiàn)[12]提出了不同于傳統(tǒng)方法的“非最近三矢量”和“非最近四矢量”法以克服這一問(wèn)題。

3.3? 控制方法適用的主電路結(jié)構(gòu)

??? 根據(jù)以上分析，可以得到以下結(jié)論：

??? 1）在應(yīng)用中，當(dāng)變換器電平數(shù)超過(guò)5時(shí)，空間矢量PWM法將非常復(fù)雜，為了簡(jiǎn)化控制算法，三角載波PWM是較好的選擇；

??? 2）SHPWM法和SFOPWM法既可以用于箝位式電路又可以用于級(jí)聯(lián)式電路，而PSPWM法和PS-SFOPWM法只適合用于級(jí)聯(lián)式電路，SFOPWM法和PS-SFOPWM法由于在正弦調(diào)制波中注入了零序分量，因而只適合用于三相系統(tǒng)；

??? 3）對(duì)于單相級(jí)聯(lián)式多電平變換器，PSPWM法的控制效果最好；

??? 4）對(duì)于三相級(jí)聯(lián)型多電平變換器，PS-SFOPWM法由于提高了等效開(kāi)關(guān)頻率，較之SFOPWM法具有更好的控制效果。

4? 結(jié)語(yǔ)

??? 電平箝位問(wèn)題不但可以作為多電平逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分類(lèi)出發(fā)點(diǎn)，而且也是研究開(kāi)發(fā)新型多電平逆變電路結(jié)構(gòu)的一個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題。本文按照多電平變換逆變電路中的電平箝位方式對(duì)其進(jìn)行了分類(lèi)，主要分析了基于二極管或電容箝位的“中點(diǎn)箝位逆變電路”和“具有自動(dòng)均壓功能的逆變電路”，使用獨(dú)立電源箝位的“H橋功率單元串級(jí)逆變電路”和由其改進(jìn)的“混合單元串級(jí)逆變電路”；在討論混合單元串級(jí)逆變電路時(shí)，得出了各個(gè)單元在不同電壓比時(shí)功率器件的開(kāi)關(guān)情況。

??? 對(duì)于多電平逆變電路的控制方法，本文分析了基于三角載波的消諧波PWM法、開(kāi)關(guān)頻率最優(yōu)PWM法和移相PWM法，以及空間電壓矢量PWM法；并對(duì)幾種方法的應(yīng)用進(jìn)行了討論比較，最后分析出了各種控制方法最適用的電路結(jié)構(gòu)。