摘要：介紹了MAXIM公司推出的以太網供電（POE）系統中的受電設備（PD）電源設計方案，該方案符合IEEE 802.3af標準?？蓮V泛用于ＩＰ電話、無線接入點和因特網設備等。

ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ標準對以太網供電（ＰＯＥ）做出了詳盡的規定，它允許通過以太網傳輸數據的同時提供４８Ｖ電源，ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ 標準中定義的電源供電設備（ＰＳＥ）是能夠通過１０ＢＡＳＥ－Ｔ、１００ＢＡＳＥ－Ｔ或者１０００ＢＡＳＥ－Ｔ網絡提供電源的ＤＴＥ或者Ｍｉｄｓｐａｎ設備，而ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ 標準中定義的受電設備（ＰＤ）則是通過網絡從電源供電設備（ＰＳＥ）取得電源的設備。ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ 標準中規定的ＰＳＥ可以提供約１３Ｗ功率。從而使小型數據設備可以通過它們的以太網連接獲得電源，而不需要從墻上的交流電源插座獲取電源。這些設備包括數字ＶｏＩＰ電話、網絡無線接入點、因特網設備、計算機電話、安全攝像機或任何以太網連接的數據設備。ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ 標準的推出，大大擴展了以太網的應用，同時也給以太網帶來了巨大的發展空間。

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ＭＡＸ５９４１Ａ／ＭＡＸ５９４１Ｂ是一款高度集成的電源ＩＣ，適用于以太網供電（ＰＯＥ）系統中的受電設備（ＰＤ）。ＭＡＸ５９４１Ａ／ＭＡＸ５９４１Ｂ有兩個功能，一是提供ＰＳＥ與ＰＤ之間的接口，二是通過ＤＣ－ＤＣ ＰＷＭ控制器實現４８Ｖ電源轉換以輸出５Ｖ或者ＰＤ所需要的電壓，輸出電壓可實現隔離或者非隔離。ＭＡＸ５９４１Ａ的最大占空比為８５％，可用于反激式轉換器。ＭＡＸ５９４１Ｂ的占空比限制在５０％以內，主要用于單端正激式轉換器中。

２ ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ標準的ＰＤ接口特性

ＭＡＸ５９４１的ＰＤ接口特性符合ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ標準，可為ＰＤ提供偵測特征信號和分級信號，此外，ＭＡＸ５９４１還集成了一個具有可編程浪涌電流控制功能的集成隔離開關，同時還具有寬滯回供電模式欠壓鎖定（ＵＶＬＯ）以及“電源好”狀態輸出等功能。

在偵測和分級期間，由于集成的ＭＯＳＦＥＴ可提供ＰＤ隔離，ＭＡＸ５９４１可保證偵測階段的泄漏電流失調小于１０μＡ。其可編程限流功能可防止上電期間產生很高的浪涌電流。這些器件的ＵＶＬＯ供電模式具有寬滯回和長故障消隱時間等特性，因而可補償電壓在雙絞電纜上的阻性衰減，并確保系統在偵測、分級和上／掉電諸狀態間無擾動地轉換。ＭＡＸ５９４１的ＵＶＬＯ門限可調，并具有一個兼容于ＩＥＥＥ ８０２．３ａｆ標準的缺省值。ＭＡＸ５９４１可工作于ＰＤ前帶有或不帶二級管橋的設計中。

圖1

??? ＭＡＸ５９４１有三種不同的工作模式：ＰＤ偵測、ＰＤ分級和ＰＤ供電模式。

偵測模式（１．４Ｖ≤ＶＩＮ≤１０．１Ｖ）下，供電設備（ＰＳＥ）將向ＶＩＮ施加兩種１．４Ｖ～１０．１Ｖ范圍內的電壓（最小步長１Ｖ），然后記錄兩個點的電流值，并由ＰＳＥ計算ΔＶ／ΔＩ，以確認２５．５ｋΩ特征電阻是否存在。在此模式下，ＭＡＸ５９４１內部的大部分電路處于關閉狀態，失調電流小于１０μＡ。如果施加在ＰＤ上的電壓有可能被顛倒，則需要在輸入端安裝保護二極管，以免對ＭＡＸ５９４１造成內部損傷。由于ＰＳＥ使用斜率技術（ΔＶ／ΔＩ）來計算特征阻抗，這樣，保護二極管引起的直流偏差已被扣除，因而不會影響偵測過程。

分級模式（１２．６Ｖ≤ＶＩＮ≤２０Ｖ）下，ＰＳＥ根據ＰＤ所要求的功率對ＰＤ進行分級。以便ＰＳＥ高效地管理功率分配。ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ標準定義了五個不同的級別。分級電流可由連接在ＲＣＬ與ＶＥＥ之間的外部電阻（ＲＣＬ）來設定。ＰＳＥ通過在ＰＤ輸入端施加一個電壓，以及測量流出ＰＳＥ的電流來確定ＰＤ的分級。當ＰＳＥ施加一個介于１２．６Ｖ～２０Ｖ之間的電壓時。ＰＳＥ利用分級電流信息區分ＰＤ所需要的功率。分級電流包括２５．５ｋΩ偵測特征電阻吸收的電流和ＭＡＸ５９４１的電源電流，ＰＤ吸收的總電流應在ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ標準要求之內。進入供電模式后，分級電流將被關斷。

供電模式下，當ＶＩＮ上升至欠壓鎖定門限( ＶＵＶ-ＬＯ,ＯＮ)以上時，ＭＡＸ５９４１將逐步開啟內部Ｎ溝道ＭＯＳＦＥＴ管Ｑ１。圖１是ＭＡＸ５９４１的內部接口電路框圖。ＭＡＸ５９４１用一個恒流（典型值為１０μＡ）對Ｑ１柵極充電。Ｑ１的漏－柵電容限制了ＭＯＳＦＥＴ漏極電壓的上升速率，因而限制了浪涌電流。為了降低浪涌電流，也可在外部添加漏－柵電容。當Ｑ１的漏－源電壓降至１．２Ｖ以下，且柵－源電壓高于５Ｖ時，ＭＡＸ５９４１會發出“電源好”信號。由于ＭＡＸ５９４１具有較寬的ＵＶＬＯ滯回和關斷消隱時間，因而可補償雙絞電纜的高阻抗。

３ 用ＭＡＸ５９４１實現４８Ｖ電源轉換

ＭＡＸ５９４１是電流模式的ＰＷＭ控制器，可將４８Ｖ輸入電源轉換成５Ｖ電壓輸出，ＭＡＸ５９４１用內部穩壓器取代高功耗的啟動電阻，這不但可為ＭＡＸ５９４１提供啟動所需的電能，還能穩定第三（偏置）繞組的輸出電壓，從而為ＩＣ提供穩定的工作電源。開始啟動時，調節器將Ｖ＋調整到ＶＣＣ并為器件提供偏置。啟動之后，改由ＶＤＤ穩壓器從第三繞組輸出穩定的ＶＣＣ。此結構只需一只很小的電容即可對第三繞組的輸出進行濾波，從而省下了一只濾波電感的成本。

在設計第三繞組時，所設計的線圈匝數應保證最小反射電壓始終大于１２．７Ｖ。而最大反射電壓則必須小于３６Ｖ。

為降低功耗，當ＶＤＤ電壓達到１２．７Ｖ后，可以將高壓調節器關掉。這樣可以降低功耗并改善效率。如果ＶＣＣ降低到欠壓鎖定門限（ＶＣＣ＝６．６Ｖ）以下，低壓調節器將被關閉，電路重新進入軟啟動。此時欠壓鎖定狀態ＭＯＳＦＥＴ驅動器的輸出（ＮＤＲＶ）保持為低。

如果輸入電壓介于１３～３６Ｖ之間，只要不超出最大功耗，就可以將Ｖ＋和ＶＤＤ連接到線電壓。這樣就可省掉第三繞組。

４ ＭＡＸ５９４１的設計實例

ＭＡＸ５９４１的一般設計步驟如下：

●確定具體需求?

●設定輸出電壓?

●計算變壓器主、副繞組匝比?

●計算復位繞組與主繞組匝比?

●計算第三繞組與主繞組匝比?

●計算檢流電阻值?

●計算輸出電感值?

●選擇輸出電容。

圖2

??? 圖２是用ＭＡＸ５９４１Ｂ設計的正激式ＤＣ／ＤＣ轉換器，具體計算如下：

(１)對于３０Ｖ≤ＶＩＮ≤６７Ｖ，ＶＯＵＴ＝５Ｖ，ＩＯＵＴ＝１０Ａ，ＶＲＩＰＰＬＥ≤５０ｍＶ的要求。開啟門限應設為３８．６Ｖ。

(２)設定輸出電壓時，可根據下式計算電阻Ｒ１和Ｒ２：

ＶＲＥＦ／ＶＯＵＴ＝Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)

式中ＶＲＥＦ是并聯調節器的基準電壓。

（３）根據最小輸入電壓和ＭＡＸ５９４１Ｂ的最大占空比下限（４４％）計算變壓器匝比時，為了能夠使用漏－源擊穿電壓小于２００Ｖ的ＭＯＳＦＥＴ，本設計選用最大占空比為５０％的ＭＡＸ５９４１Ｂ。然后根據下式計算匝數比：

ＮＳ／ＮＰ≥（ＶＯＵＴ＋ＶＤ１×ＤＭＡＸ）／（ＤＭＡＸ×ＶＩＮ＿ＭＩＮ）?

式中：ＮＳ／ＮＰ為匝數比（ＮＳ是副繞組匝數，ＮＰ是主繞組匝數），ＶＯＵＴ為輸出電壓（５Ｖ），ＶＤ１為Ｄ１上的壓降（功率肖特基二極管典型壓降為０．５Ｖ），ＤＭＡＸ為最大工作占空比的最小值（４４％），ＶＩＮ＿ＭＩＮ為最小輸入電壓（３０Ｖ），對于本例：ＮＳ／ＮＰ≥０．３９５，選擇ＮＰ ＝１４時，ＮＳ＝６。

（４）較低的復位繞組匝比（ＮＲ／ＮＰ）可確保變壓器中的所有能量在最大占空比下的關閉周期內能夠全部返回Ｖ＋?？捎孟率絹泶_定復位繞組匝比：

ＮＲ≤ＮＰ×（１－ＤＭＡＸ＇）／ＤＭＡＸ＇

式中：ＮＲ／ＮＰ為復位繞組匝比，ＤＭＡＸ＇為占空比的最大值（５０％），計算ＮＲ＝１４。

（５）選擇第三繞組匝比（ＮＴ／ＮＰ），以使最小輸入電壓能夠在ＶＤＤ處提供最小工作電壓（１３Ｖ）。可采用下式計算第三繞組匝比：

ＮＰ（ＶＤＤＭＩＮ ＋０．７）／ ＶＩＮ＿ＭＩＮ≤ＮＴ≤ＮＰ（ＶＤＤＭＡＸ＋０．７）／ ＶＩＮ＿ＭＡＸ

式中：ＶＤＤＭＩＮ是最?。郑模碾娫措妷海ǎ保常郑?，ＶＤＤＭＡＸ是最大ＶＤＤ電源電壓（３０Ｖ），ＶＩＮ＿ＭＩＮ是最小輸入電壓（３０Ｖ），ＶＩＮ＿ＭＡＸ是最大輸入電壓（本設計為６７Ｖ），ＮＰ是主繞組匝數，ＮＴ是第三繞組匝數：可選擇ＮＴ＝７。

（６）根據下式選擇ＲＳＥＮＳＥ：

ＲＳＥＮＳＥ≤ＶＩＬＩＭ／（ＮＳ×１．２×ＩＯＵＴＭＡＸ／ＮＰ）

式中：ＶＩＬＩＭ是檢流比較器的觸發門限電壓（０．４６５Ｖ），ＮＳ／ＮＰ是副端匝比（本例為５／１４），ＩＯＵＴＭＡＸ是最大直流輸出電流（本例為１０Ａ），ＲＳＥＮＳＥ選９０．４ｍΩ。

（７）選擇電感時，應使電感中的峰值紋波電流（ＬＩＲ）介于最大輸出電流的１０％和２０％之間：

Ｌ≥(ＶＯＵＴ＋ＶＤ)(１－ＤＭＩＮ)／(２ＬＩＲ×２７５ｋＨｚ×ＩＯＵＴＭＡＸ)

式中ＶＤ是輸出肖特基二極管的正向壓降（０．５Ｖ），ＬＩＲ是電感紋波電流與直流輸出電流之比。本例中，Ｌ選４．０１μＨ。

（８）輸出濾波電容的容量和ＥＳＲ可決定輸出紋波。選擇低ＥＳＲ電容有利于滿足紋波電壓的要求。圖２中選擇了三只５６０μＦ的電容。